Некоммерческое Акционерное общество

 

АЛМАТИНСКИЙ ИНСТИТУТ ЭНЕРГЕТИКИ И СВЯЗИ

 

Кафедра Электроники и компьютерных технологий

 

 

 

 

 

КОНСПЕКТ  ЛЕКЦИЙ

по дисциплине «Схемотехника аналоговых устойств 2»

для студентов всех форм обучения специальности 050704

 

 

 

 

 

 

Алматы 2006

         СОСТАВИТЕЛЬ: Б.Б.Ордабаев. Схемотехника аналоговых устройств 2. Конспект лекций (для студентов всех форм обучения специальности 050704 -   Вычислительная техника и программное обеспечение).  –  Алматы: АИЭС, 2007. – 41 с.

 

 

 

 

Методические указания составлены в соответствии с требованиями квалификационной характеристики специалиста, Фирменного стандарта «Работы учебные. Общие требования к построению, изложению, оформлению», Государственного стандарта, СТ РК 1.5-2000 «Общие требования к построению, изложению, оформлению документов», а так же программы курса. Они составлены с учетом активизации процесса изучения основ курса, закрепления лекционного курса и практических занятий. Конспект лекций служит основой для изучения материала по дисциплине «Схемотехника  аналоговых устойств 2». Материал конспекта лекций охватывает основные разделы курса «Схемотехника  аналоговых устойств 2».

        Методические указания предназначены для студентов всех форм обучения специальности 050704.

    Библиограф. –7 назв.

 

 

        Рецензент: канд. техн. наук, доц.   Т.М. Жолшараева.

 

 

 

 

 

 

        Печатается по плану издания Алматинского института энергетики и связи  на 2006 г.

 

 

 

 

 

Алматинский институт энергетики и связи на  2006 г.

Содержание

 

1 Лекция                                                                                                     4

1.1  Введение в СТАУ                                                                                4

1.2  Усилительные устройства, основные определения                               4

1.3  Принцип усиления сигналов                                                                    5

1.4  Классификация усилителей                                                                      6

1.5  Основные характеристики усилителей                                                    7

2 Лекция                                                                                                             7

2.1   Входные  параметры усилителей                                                             7

2.2   Выходные параметры усилителей                                                           8

2.3   Коэффициенты усиления усилителей                                                     9

2.4        Амплитудно-частотные  и  фазочастотные  характеристики               9

2.5   Амплитудная характеристика                                                                 11

3 Лекция                                                                                                            11

3.1   Усилитель на транзисторе по схеме  с общим эмиттером                   11

3.2   Расчёт усилителя по постоянному току                                                 12

3.3  Расчёт усилительного каскада по переменному току                            13

3.4  Анализ параметров усилительного каскада ОЭ                                     14

3.5  Частотные характеристики резистивного усилителя                             16

4 Лекция                                                                                                             17

4.1  Усилитель напряжения по схеме  с общей базой                                   17

4.2  Основные параметры каскада  ОБ                                                            18

4.3 Усилитель на транзисторе, включённом с общим коллектором            18

4.4   Усилители на полевых транзисторах                                                      20

5 Лекция                                                                                                             20

5.1   Виды обратной связи                                                                                 21

5.2   Влияние ОС  на  параметры усилителя                                                    22 

5.3   Стабильность коэффициента усиления и АЧХ                                       24

6 Лекция                                                                                                             24

6.1    Стабилизация рабочей точки усилителя                                                24

6.2   Усилители мощности                                                                                 26

7 Лекция                                                                                                             29

7.1   Усилители постоянного тока                                                                    29

7.2   Дифференциальный усилитель                                                                 31

7.3   УПТ с модуляцией и демодуляцией сигнала                                          32

8 Лекция                                                                                                              33

8.1    Импульсные усилители                                                                             33

9 Лекция                                                                                                              36

9.1     Избирательные усилители типа  LC                                                          36

9.2     Избирательные усилители типа  RC                                                          37

9.3     Генераторы синусоидальных колебаний                                                  39

Список литературы                                                                                            41

 

3

     1 Лекция 

     Цель: аналоговая и цифровая схемотехника, что между ними общего и в чём различия. Усиление сигналов – один из фундаментальных процессов аналоговой электроники.

    Содержание: принцип работы электронного усилителя, основные понятия, виды усилителей, их основные характеристики.

 

      1.1  Введение в СТАУ

      Предметом схемотехники аналоговых устройств (СТАУ) является  теория  и  практика  применения  электронных и полупроводниковых  приборов в аналоговых электронных устройствах, осуществляющих приём, преобразование и передачу электрических сигналов, которые являются непрерывными функциями времени. В отличие от них дискретные электронные устройства, хотя и предназначены для тех же целей, но исходный непрерывный сигнал в них сначала подвергается квантованию во времени и по величине, затем преобразуется с помощью цифровых схем по заданной программе.

      Действующие в дискретных (цифровых) устройствах сигналы ограничены определённым числом выбранных по времени значений исходного сигнала, поэтому используется лишь часть информации о реальной физической величине. Следовательно, в дискретных устройствах неизбежны частичные потери исходной информации.

      К преимуществам аналоговых устройств относится максимально достижимая точность и быстродействие. Недостатками являются низкая помехоустойчивость и нестабильность параметров, причинами которой являются внешние возмущения, например, температура, влажность и т.д.

      По литературным источникам [1,2] необходимо познакомиться с историческим экскурсом развития электронной схемотехники.

 

1.2  Усилительные устройства, основные определения

      Функционирование почти всех аналоговых электронных устройств: усилителей, генераторов, фильтров, различных преобразователей и т.д., основано на принципе усиления электрических сигналов.

      Вопрос: если слабый сигнал подать на первичную обмотку повышающего трансформатора и с вторичной обмотки снять напряжение большее по значению, чем напряжение источника сигнала, будет ли это усилением? Ответ: увы нет, в этом случае усиления не будет, т.к. мощность сигнала со вторичной обмотки не превысит мощности источника сигнала. Усилителем называется электронная схема, в которой маломощный входной сигнал управляет передачей гораздо большей мощности от источника питания к потребителю усиленного сигнала, т.е. к нагрузке, подключённой к выходу усилителя.

       Электронный усилитель имеет две пары рабочих клемм: входные и выходные. К  входу  подключается  источник  слабого  усиливаемого сигнала

4

(микрофон, антенна, термопара и т.д.). Нагрузка усилителя также может быть разнообразной: громкоговоритель, катушка отклоняющей системы кинескопа телевизора или монитора, электромотор и т.д.

       Усилитель также имеет выводы для подключения источника питания. Одна из входных клемм, одна выходная клемма, а также  один из полюсов источника питания подключаются, как правило, к одному общему проводу. Этот общий провод обычно соединяется с корпусом усилителя –заземляется.

 

1.3   Принцип усиления сигналов

      Принцип работы усилителя поясняет схема  [1]  на рисунке 1.1. К источнику постоянного напряжения  Еист подключены последовательно два сопротивления: постоянный резистор  Rн  и изменяемое сопротивление  Rvar. Сопротивление  Rvar   может изменяться в широких пределах  под влиянием входного сигнала.  Закон изменения   Rvar во времени повторяет временную зависимость входного сигнала Uвх(t). От источника входного сигнала отбирается очень малая мощность для воздействия на Rvar.  В тоже время мощность, потребляемая   нагрузкой   Rн, может быть весьма значительной и эту мощность обеспечивает источник питания.

                                    

                 Рисунок 1.1                                                        Рисунок 1.2

 

      Если возрастание Uвх приводит к уменьшению Rvar, то зависимость между входным и выходным напряжениями  имеет вид, показанный на рисунке 1.2. Из рисунка видно, что при отсутствии входного сигнала (в режиме молчания)  напряжение на выходе постоянно и имеет величину Uвыхо. При положительной полуволне входного сигнала величина сопротивления Rvar снижается, поэтому ток I  в цепи:   +Еист ® Rн ® Rvar ®

 -Еист  возрастает и выходное напряжение, равное  Uвых =  Еист - I Rн,  уменьшается. При отрицательной  полуволне  Uвх  картина меняется на обратную. Следовательно, выходное напряжение имеет противоположную фазу по сравнению с входным. Изменения  выходного напряжения ограничены сверху напряжением источника Еист, а снизу нулём, поэтому амплитуда Uвых не может превышать половины напряжения источника питания.

                                                             5

      В роли изменяемого сопротивления Rvar в схемах реальных усилителей

используются биполярные и полевые транзисторы. В некоторых случаях, например, в усилителях сигналов СВЧ до сих пор применяют также и электронные лампы. Электронные приборы, сопротивление которых может изменяться под действием сигнала, называются   активными элементами.

      В схеме на рисунке 1.1 нижний проводник служит общим проводом для входных и выходных клемм и сопротивление Rvar тоже соединёно с общим проводом. При анализе работы схем, как правило, напряжения в различных точках схемы по умолчанию отсчитываются относительно общего провода.

       Если поменять местами  сопротивления   Rн   и   Rvar,  то  схема  примет вид,  показанный  на рисунке 1.3.  Предлагаем  читателю самостоятельно проанализировать её работу и убедиться в том, что в этой схеме выходное напряжение будет совпадать по фазе с входным.                    

                                              

                                  

                      Рисунок 1.3                                                   Рисунок 2.1

 

      Наряду с рассмотренным принципом усиления – т.е. на изменяемом сопротивлении, существуют и другие способы усиления:  с использованием элемента с падающей вольтамперной характеристикой (на отрицательном сопротивлении), с перераспределением потока энергии, параметрическое усиление. В нашем курсе они изучаться не будут.

 

      1.4   Классификация усилителей

      Электронные усилители классифицируют [2] по:

      - назначению;

      - виду усиливаемых сигналов;

      - ширине полосы усиливаемого сигнала.

      По назначению усилители бывают:

      - усилители напряжения  с коэффициентом усиления   напряжения  

           Ku = U вых / U вх ;

      - усилители тока с коэффициентом усиления  тока   Ki = Iвых / Iвх  ,

где   Iвх – входной ток;    Iвых  - выходной ток;

      - усилители мощности с коэффициентом усиления мощности

Kр=Рвых / Рвх,  где  Рвх – мощность на входе; Рвых -  мощность на выходе.

По виду усиливаемых сигналов различают:

                                                          6    

      - усилители гармонических сигналов;

      - усилители импульсных сигналов.

По ширине полосы частот усиливаемого сигнала выделяют:

      - усилители постоянного тока (УПТ) c диапазоном усиливаемых частот

Df = 0…fв, (fв – верхняя граничная частота усиления), так, хороший осциллограф усиливает сигналы в полосе частот Df от 0 Гц  до 100…200 мГц;

      - усилители переменного тока с диапазоном частот    D f= fн … fв

(fн   - нижняя граничная частота усиления).

Усилители переменного тока в свою очередь подразделяются  на:

      - усилители низкой частоты    D f = fв - fн >>  fн , например, звуковой          усилитель класса  Hi-Fi  имеет  fн » 30 Гц, а  fв » 20 кГц;

      - широкополосные усилители  D f »  fв, так, у видеоусилителя телевизора   fн  составляет единицы Гц,  а  fв » 6,5 мГц; 

      - высокочастотные усилители  D f << fв к примеру, усилитель    радиоприёмника имеет D f »  10кГц ,  а  fв = 1,65 МГц.  

      - узкополосные (избирательные) усилители  fв  »  fн , например,  fн =999Гц, а   f в= 1001 Гц, набор такого рода усилителей образует так называемый «гребёнчатый фильтр», который используют при анализе частотного спектра.

        

      1.5   Основные характеристики усилителей

       К основным техническим показателям усилителей  [2,3] относятся:

      - входные и выходные сопротивления ;

      - коэффициент усиления ;

      - коэффициент полезного действия  (КПД) ;

      - частотные характеристики (ЧХ) ;

      - амплитудная характеристика.

 

     2  Лекция 

     Цель: необходимость согласования входа усилителя с источником сигнала, и выхода - с нагрузкой с тем, чтобы не было потерь сигнала на входе и на выходе. Искажения сигнала при усилении.

      Содержание: оптимальные соотношения между входным сопротивлением усилителя и внутренним сопротивлением источника сигнала, а также между выходным сопротивлением усилителя и сопротивлением нагрузки. Частотные характеристики усилителя, амплитудная характеристика.

 

      2.1    Входные  параметры усилителей 

      Источники входных сигналов по свойствам могут тяготеть либо к источнику ЭДС, либо к источнику тока. Например, магнитоэлектрический микрофон можно считать источником ЭДС, а пьезоэлектрический микрофон – источником тока. Входная цепь усилителя для источника сигнала представляет собой нагрузку, имеющую комплексное сопротивление  Z вх.  На этом сопротивлении выделяется входная мощность  P вх, отбираемая от

7

источника сигнала.

       Эквивалентная  схема источника ЭДС имеет вид, показанный на рисунке 2.1. Для предотвращения потерь сигнала входное напряжение Uвх усилителя  должно быть близко к ЭДС источника Еи . Внутреннее сопротивление  источника  Zи  вместе с входным  сопротивлением усилителя образуют делитель напряжения, при этом

                                     U вх =Еи   Z вх / (Zи + Z вх)  .                                              

Из этого выражения следует, что для того, чтобы   U вх » Eи , необходимо

выполнить условие

                                          Z вх >>  Zи .                                                                (2.1)

 

                            

                      Рисунок 2.1                                            Рисунок 2.2

 

      Если источником сигнала является генератор тока, то его моделируют схемой, показанной на рис. 2.2. Для этой схемы справедливо выражение 

                                    I вх   =  Iи × Zи  /( Zи + Z вх).                                          

Следовательно, для того, чтобы большая часть тока источника сигнала Iи   втекала на вход усилителя, необходимо выполнить условие 

                                                            Z вх <<  Zи .                                              (2.2)

 

      2.2   Выходные параметры усилителей

      Выходная цепь усилителя (рис. 2.3) представляет собой источник, отдающий в нагрузку Zн мощность Pвых. Здесь  Ku хх – коэффициент усиления напряжения в режиме холостого хода, т.е. при отключённой нагрузке,  Z вых  - выходное сопротивление усилителя.  Для согласования выходной цепи усилителя с нагрузкой должны быть соблюдены условия, при которых потери выходного сигнала будут незначительными:

     - для усилителей напряжения, когда выход усилителя по отношению к нагрузке является источником ЭДС с внутренним сопротивлением (выходным сопротивлением) Z вых,  должно выполняться соотношение

Z вых <<  Zн,    тогда выходное напряжение  на нагрузке 

                                              U вых »  Ku хх × U вх                                               (2.3)

 и почти не зависит от изменений сопротивления нагрузки;

     - для усилителей тока желательно, чтобы  Z вых >>   Zн,  тогда  ток через нагрузку  почти  не  будет  зависеть от  сопротивления  нагрузки  вплоть  до

8

 короткого замыкания выходных клемм усилителя

                                                     н  »    вых ;                                                 (2.4)

     - для усилителей мощности желательно, чтобы     Zн  =  Z вых , 

тогда  Рн  ®  max .  Здесь необходимо сделать оговорку, при равенстве сопротивлений Zн и Z вых  усилитель будет работать с КПД    50% . То есть мощность разогрева транзисторов выходного каскада будет равна полезной мощности, выделяемой на нагрузке, что в ряде случаев не приемлимо. Для достижения более высокого КПД  сопротивления выходное и нагрузочное  должны  соотноситься так же,  как и в усилителе напряжения    Z вых <<  Zн .

 

      2.3    Коэффициенты усиления усилителей

      Коэффициенты усиления бывают трёх видов: по мощности Kр, по напряжению  Ku, по току  Ki.   В общем случае коэффициент усиления величина комплексная  и имеет вид

                                              = K ×  е J (j вых - j вх),                       (2.5)

      где  (j вых - j вх)=j - фазовый сдвиг между выходным и входным сигналами.

Для многокаскадного усилителя,  содержащего n каскадов, общий коэффициент усиления определяется выражением

                                          K =  K 1 × K 2 × × × × K n .                                             (2.6)

В ряде случаев, особенно в радиотехнике, более удобными являются логарифмические единицы представления коэффициентов усиления-  децибелы. Децибел  - это десятая часть десятичного логарифма отношения мощностей на выходе  и  входе   Kр(дБ)  = 10 lg Kр. Для коэффициентов усиления напряжения и тока формулы  для перевода относительных величин в логарифмические имеют вид

                              Ku(дБ)  =20 lg Ku ;    Ki(дБ)  =20 lg Ki .                                (2.7)

При этом коэффициент усиления многокаскадного усилителя в децибелах

будет равен сумме коэффициентов усиления всех каскадов

                       Ku(дБ)  = Ku 1(дБ)  +  Ku 2(дБ)  + . . . + Ku n(дБ).                         (2.8)

 

     2.5  Амплитудно-частотные  и  фазочастотные  характеристики.

     Информация, которую содержит аналоговый сигнал, сосредоточена целиком в его форме. Форма определяется содержанием гармонических составляющих (гармоник) сигнала. Для неискажённого усиления необходимо, чтобы соотношения между гармониками по уровню и фазовые (временные) соотношения между ними в выходном сигнале были такими же, как и во входном сигнале. Однако, разные гармоники сигнала усиливаются по-разному, кроме того, разные гармоники сдвигаются по времени, т.е. по фазе, тоже не в одинаковой мере. Это приводит к линейным искажениям формы сигнала. Линейные искажения обусловлены реактивностями схемы, в основном ёмкостями, хотя вольтамперная характеристика конденсатора имеет, как известно, линейный вид.

                                                              9

      Зависимость модуля коэффициента усиления от частоты входного синусоидального  сигнала  представляет  собой   амплитудно-частотную

характеристику (АЧХ).

      Фазо-частотная  характеристика (ФЧХ)  отражает зависимость угла фазового сдвига между синусоидальным входным и выходным сигналами от частоты  f  . На рисунке 2.3 приведены графики АЧХ  и  ФЧХ  для усилителя переменного напряжения. На АЧХ виден спад усиления на верхних и нижних частотах сигнала  по сравнению с областью средних частот.  На ФЧХ изображён фазовый (временной) сдвиг между выходным и входным сигналами в областях верхних и нижних частот, причём на нижних частотах выходной сигнал отстаёт по времени от входного, а на верхних – напротив опережает. 

       Нижняя  fн  и  верхняя  fв  граничные частоты рабочего диапазона соответствуют снижению усиления по сравнению с усилением на средних частотах в  раз,  т.е. на  3дб. Идеальный неискажающий усилитель должен иметь горизонтальную АЧХ и линейную функцию ФЧХ (хотя и не обязательно горизонтальную).

 

 

                         Рисунок 2.3                                                      Рисунок 2.4

 

     Удобным способом построения АЧХ и ФЧХ является применение логарифмической масштабной сетки, т.е. логарифмическая амплитудная характеристика (ЛАХ) и логарифмическая фазочастотная характеристика (ЛФХ). По ординатам откладывается величина   L(w) = lg K (w), дБ, (рис. 3.4). По оси абсцисс откладывается значение  lg ( w /w о),  где w о – произвольно выбранное значение угловой частоты, соответствующее началу отсчёта. Например, можно принять  w о = 2p×1 , т.е. считать  fо = 1 Гц.  Преимущества использования ЛАХ заключаются в возможности применить аппроксимацию частотных зависимостей реактивных элементов прямыми линиями. Наклон прямых линий при повышении частоты составит либо плюс (для ёмкости), либо минус «20 дБ на декаду» (для индуктивности).  То есть,  десятикратное изменение частоты  w  приведёт к изменению на единицу значения lgK(w). Схемы, содержащие активные и реактивные сопротивления,

                                                                  10

имеют ЛАХ виде двух прямолинейных отрезков, и наибольшее отклонение ЛАХ от точной АЧХ будет наблюдаться в точке их сопряжения и составит 3 дБ.    Точка сопряжения соответствует частоте  w соп = 1/t ,  где  t  - постоянная времени.

      Для получения частотных характеристик сложной схемы нужно АЧХ звеньев перемножить, а ФЧХ – сложить. Построение  ЧХ сложной схемы в форме ЛАХ сводится к суммированию ординат ЛАХ её звеньев.

     2.5    Амплитудная характеристика

      Амплитудная характеристика отображает зависимость значения выходного сигнала от значения входного синусоидального сигнала                                    U вых = f ( U вх )   на некоторой постоянной частоте в области средних частот (рис. 2.5).  В рабочем диапазоне амплитуд входного сигнала амплитудная характеристика должна быть линейна  (участок  аб), а угол её  наклона определяется величиной коэффициента усиления. Минимальный входной сигнал Uвхmin определяется уровнем собственных шумов усилителя. Максимальный входной сигнал Uвхmax определяется началом  перехода характеристики к нелинейному  участку, на котором начинается ограничение  амплитуды сигнала, когда размах (значение сигнала от пика до пика  Up – p)  приближается к величине напряжения источника питания  Еист.

      Диапазон напряжений входного сигнала, который усиливается без существенных искажений, характеризуется динамическим диапазоном усилителя

                                        D =  Uвхmax / Uвхmin .                                               (2.9)

      Из-за кривизны амплитудной характеристики возникают нелинейные искажения, они тоже, как и линейные искажения, приводят к изменению формы усиливаемого сигнала. Если входной сигнал является гармоническим с частотой  f , то на выходе образуется сигнал сложной формы, содержащий не только первую гармонику частоты  f , но и ряд высших гармоник: вторую (2 f ), третью (3 f ) и т.д., которых не было во входном сигнале. Меру нелинейных искажений – коэффициент гармоник  находят как квадратичную сумму значений гармоник выходного сигнала, отнесённую к значению его первой гармоники (обычно учитывают 3…5 гармоник)

                                  KГ = (U 22f  +   U 23f   + ...)1/ 2 / Uf     .                               (2.10)

Для качественных звуковых усилителей допустимое значение  KГ =0,5...1% .

 

     3  Лекция 

     Цель: как работает простейший транзисторный усилительный каскад.

     Содержание:  назначение элементов схемы, задание режима транзистора по постоянному току, расчёт коэффициента усиления, входное и выходное сопротивления, АЧХ. 

 

3.1        Усилитель на транзисторе по схеме  с общим эмиттером

                                                          11

Схема простейшего резистивного (в коллекторную цепь включён резистор

Rк)  усилительного каскада  на транзисторе  n-p-n   с  общим  эмиттером (ОЭ)

приведена на рисунке 3.1. При использовании транзистора p-n-p следует изменить полярность источника питания. К общему проводу транзистор соединён эмиттером. Источник входного сигнала подключён к базе и эмиттеру. Переход база-эмиттер всегда включён в прямом направлении. Под действием входного сигнала изменяется сопротивление коллектор-эмиттер. Резистор Rк является нагрузкой транзистора по постоянному току и определяет его усилительные свойства.

 

                           

                                                  Рисунок 3.1                                                   

  

 Разделительные конденсаторы Ср1  и  Ср2 служат для разделения (развязки) по постоянному току соответственно источника сигнала и нагрузки   Rн   от    транзистора.  В   то  же   время   конденсаторы   не препятствуют протеканию переменных составляющих входного и выходного токов усилителя. Схема усилителя ОЭ по сравнению с другими схемами наиболее часто применяется на практике.

 

      3.2   Расчёт усилителя по постоянному току

      Режим работы усилителя по постоянному току определяется  элементами Rк , RБ , напряжением питания  Еист  и параметрами транзистора.  При проектировании усилителя задаются значением   U вых m   на  сопротивлении

нагрузки  Rн. Исходя из этого  определяют:  напряжение источника питания Еист > 2 U вых m ; амплитуду тока нагрузки Iнm =U вых m /Rн ;  амплитуду коллекторного тока  I к m=U вых m / Rк .   Сопротивление нагрузки  Rн  должно быть в 3…5 раз   больше, чем коллекторный резистор  Rк  с той целью, чтобы  оно в меньшей степени шунтировало  Rк  по переменному току,  тогда

 Iкm=(3…5)Iнm. При этом коэффициент усиления будет в основном определяться резистором Rк .

      Граничная частота   fгр      усиления транзистора  должна быть  в  2…4  раза выше верхней граничной частоты  входного сигнала fВ. Транзистор выбирают из справочника по значениям предельно допустимых величин: напряжения на коллекторе Uкэmax, тока коллектора Iкmax, и допустимой мощности рассеяния коллектора  Ррасс доп ,  также граничной частоты   fгр.

                                                               12

        На семействе выходных характеристик транзистора (рисунок 3.2)  строят 

Нагрузочную  линию  по постоянному  току,  соединяя  точку   Еист   на   оси

напряжений с точкой на токовой оси, определяемой отрезком, численно равным  Еист|Rк. Рабочую точку располагают примерно посредине нагрузочной линии, её расположение определяет коллекторный ток транзистора   IКО  и  напряжение  UКЭО в режиме молчания. Рабочая точка ни при каких условиях не должна заходить в заштрихованную область, пунктирные границы которой определяют предельно допустимые величины. Рабочая точка лежит на характеристике, которая соответствует постоянному базовому току  IБО  в режиме молчания, этот ток называется током  смещения

базы. Отсюда можем определить величину базового резистора RБ . Как правило, напряжение питания схемы Еист значительно  превышает величину прямого напряжения базо-эмиттерного перехода, составляющего 0,5…0,6 В,  поэтому   RБ  » Ек  / IБО  . 

 

                 

                                                   Рисунок 3.2

                            

      3.3  Расчёт усилительного каскада по переменному току

      Основные параметры усилителя обычно определяют в области средних частот, в этом диапазоне сопротивления разделительных конденсаторов Ср1 и  Ср2  пренебрежимо малы по сравнению с входным сопротивлением усилительного каскада Rвх ус  и сопротивлением нагрузки Rн. Очень важно иметь в виду следующее, провод питания   + Еист  по переменному сигналу имеет одинаковый, т.е. нулевой, потенциал с общим проводом   -Еист.  Это объясняется тем, что источники питания любого типа имеют очень малое внутреннее  сопротивление и к тому же в их схемах присутствуют обычно фильтрующие (сглаживающие) конденсаторы большой ёмкости.

       Из этого следует, что для переменной составляющей коллекторного тока

сопротивления Rк и Rн соединены параллельно, как показано в упрощённой

                                                            13

схеме замещения каскада с использованием модели транзистора в h–параметрах  (рисунок 3.3).  Динамическая  линия  нагрузки для  сигнала

                     

                                                      Рисунок 3.3

 

переменного тока проходит через ту же самую рабочую точку, но более круто. Угол  a, который образован линией и осью напряжений определяется из выражения    a =arc tg ( 1/( Rк || Rн)),  здесь (Rк || Rн) – эквивалентное значение параллельного соединения сопротивлений Rк  и   Rн. С помощью нагрузочной линии для переменного тока определяем амплитуду выходного сигнала  вых m , а также необходимую для этого амплитуду входного тока базы  IБ m.

 

     3.4  Анализ параметров усилительного каскада ОЭ

     Определение  основных параметров усилительного каскада ОЭ  проводят на основе схемы замещения для средних частот (см. рисунок 3.3).  В области средних частот модули сопротивлений конденсаторов Ср1 и Ср2 очень малы и в схеме замещения они не присутствуют. С другой стороны, ёмкости p-n переходов транзистора на средних частотах также не сказываются на работе схемы. Сопротивления  Rк  и  Rн включены параллельно с сопротивлением, равным по величине  1/h22Э , здесь h22Э  -  выходная проводимость транзистора в схеме  ОЭ.        

     Во входной цепи схемы замещения  присутствует входное сопротивление транзистора  h11Э  и генератор напряжения  величины  UКЭ× h12Э, иллюстрирующий внутреннюю обратную связь в транзисторе.  В выходной цепи имеется генератор тока коллектора  величины  iБ× h21 Э , здесь  h21Э - коэффициент усиления тока базы для схемы ОЭ.

 

      3.4.1 Входное сопротивление усилителя.

      Для источника усиливаемого сигнала входная цепь усилителя является нагрузкой, отбирающей от него ток, поэтому очень важно определить входное сопротивление усилителя RВх Ус  с тем чтобы соблюсти соотношение (2.1) или (2.2) в зависимости от вида источника сигнала.

      В соответствии  с 1-м  и  2-м  законами Кирхгофа записываем систему уравнений  для схемы замещения усилителя

                                  UВХ  = IБ× h11 Э  + UКЭ × h12 Э  ,                                               (3.1)

                                 h21 Э ×  IБ = UКЭ ×  ( h12 Э  + 1 / Rк + 1 / Rн ).                          (3.2) 14

Из уравнения  (3.2)  определим

                                 UКЭ  = h21 Э ×  IБ  / ( h12 Э  + 1 / Rк + 1 / Rн ).

И подставим в уравнение  (3.1)

                        UВХ   = IБ× (( h11 Э  +  h21 Э ×  h12 Э)  / ( h12 Э  + 1 / Rк + 1 / Rн )).

Отсюда находим входное сопротивление транзистора в схеме ОЭ

     RвхТ = UВХ  / IБ   =  h11 Э  +  h21 Э ×  h12 Э  / ( h12 Э  + 1 / Rк + 1 / Rн).           (3.3)

 При напряжении коллектора более  5В, что обычно имеет место на практике, внутренняя обратная связь в транзисторе пренебрежимо мала:   h12 Э  ® 0, отсюда следует  

                                                 RвхТ »  h11 Э  .                                                       (3.4)

Входное сопротивление усилительного каскада в целом определяется параллельно включёнными сопротивлением собственно транзистора   Rвх Т   и базового резистора   RБ  

                                     Rвх ус = RвхТ  ×  RБ / (RвхТ +  RБ  ).

Поскольку обычно  RБ   >>  h11 Э ,  то практически можно принять

                                                     RВх Ус  » h11 Э ,                                                   (3.5)

что для маломощных транзисторов  составляет величину  1…2  кОм.

 

       3.4.2  Коэффициент усиления по напряжению каскада  ОЭ.

       Коэффициент усиления напряжения представляет собой отношение выходного напряжения  вых    к напряжению на его входе  вх .    В  [2] приводится подробный вывод формулы u. Из уравнения  (3.2)  выражают ток базы, затем подставляют полученное выражение в уравнение (3.1) и получают подробное выражение для  u, в которое входят все  h- параметры транзистора.  Положив, как и выше, что h12Э ® 0, и что эквивалентное сопротивление нагрузки приблизительно равно  Rк , приходят к упрощённой формуле

                                     u  » - h21 Э  × Rк / h11 Э  .                                                  (3.6)

Обычно  Ku >> 1.  На практике часто   бывает  Rк  »  h11 Э  , тогда  |Ku| » h21 Э .  Таким образом, параметр  h21 Э  отображает не только коэффициент   передачи тока базы транзистора, но и характеризует усиление  по напряжению транзисторного каскада  в целом.  Параметр  h21 Э транзистора  часто обозначают буквой  b .

 

      3.4.3   Определение коэффициента усиления по току

      Коэффициент усиления по току определяется как

KI = Iвых  / Iвх  =Iн / Iвх  , где   н = Uвых / Rн , а  Iвх = Uвх / RВх Ус  .

Следовательно, получим

          Ki  = Uвых× RВх Ус / Rн ×Uвх  = Ku× RВх Ус  / Rн  »  h21 Э . RВх Ус  / Rн.

                                 Кi  = b RВх Ус  / Rн.                                                              (3.7)

Коэффициент  усиления  по  току зависит от величины  b  транзистора   и  от соотношения входного сопротивления усилителя и сопротивления нагрузки. 

                                                            15                                                                                        

В большинстве случаев  Rн = 1…10 кОм, поэтому в практических расчётах

можно принимать  Кi   »  b.

 

3.4.4       Выходное сопротивление усилительного каскада ОЭ

      Выходная цепь усилителя представляет собой источник переменного тока с эквивалентным внутренним сопротивлением, равным параллельному включению  (Rк ||1/ h22 Э ).  К клеммам этого источника подключено  сопротивление нагрузки   Rн.  Поскольку всегда  Rк <<  1/ h22 Э , то можно записать 

                                                Rвых » Rк.                                                            (3.8)

       Более строгий вывод формулы  для   Rвых  приводится во многих учебниках, в том числе и в  рекомендованных.

 

      3.5  Частотные характеристики резистивного усилителя

      Сигналы различных частот (см. рисунок 2.4) усиливаются резистивным усилителем неравномерно, это обусловлено влиянием реактивных элементов как схемы, так и самих транзисторов.

      В области нижних частот спад АЧХ обусловлен присутствием в схеме разделительных конденсаторов, выбор величин ёмкостей этих конденсаторов рассматривается в  [2,3,4]. Так, конденсатор Ср1 вместе с  Rвх ус  и Ср2 вместе с  Rн  образуют RC- фильтры, плохо пропускающие низкие частоты. Их частоты сопряжения wсопр1 и wсопр2 составляют соответственно 1/Rвх ус Ср1   и   1 /Rн Ср2 . В общем случае они не одинаковы по значению, и большая из них будет определять нижнюю граничную частоту усилителя, как показано на  ЛАХ каскада (рисунок 3.4)

        Для анализа ЧХ в области высоких частот удобной моделью транзистора является  П-образная схема замещения (схема Джиаколетто) [1,2,3], учитывающая ёмкости  p-n переходов транзистора. В области верхних частот (ВЧ) на снижение усиления влияют паразитные ёмкости  p-n переходов транзистора (от них невозможно избавиться). Главным образом вредна ёмкость коллекторно-базового перехода Ск, величина которого значительно

 

               

                                                           Рисунок 3.4

 

превосходит ёмкость  базо-эмиттерного  Сэ  перехода,  а также  неизбежная

                                                                   16

ёмкость  нагрузки  Сн ,  куда  входит и  паразитная  ёмкость монтажа. Анализ                                                                  

АЧХ  с  помощью  эквивалентной  схемы  усилителя  приведённый   в   [1],

показывает также влияние предельной частоты транзистора fгр и соотношения сопротивлений источника сигнала и нагрузки.  Ёмкости  Сэ и   Ск вместе с сопротивлениями  Rи||Rб ,  и  ёмкость Сн вместе с выходным сопротивлением Rвых  образуют паразитные RC- фильтры, плохо пропускающие высокие частоты. В общем случае значения их частот сопряжения wсопр3 и  wсопр4   не одинаковы, при этом меньшая из них будет определять верхнюю граничную частоту усилителя (см. рисунок 3.4).           

 

     4  Лекция 

     Цель: отличительные особенности усилителей ОБ и ОК, их полезные качества, усилители на полевых транзисторах.

     Содержание: работа  усилителей на транзисторах по схемам ОБ и ОК, полевые транзисторы в усилителях.

 

      4.1  Усилитель напряжения по схеме  с общей базой

      Схема простейшего усилителя по схеме с общей базой (ОБ) приведена на рисунке 4.1. К  общему проводу транзистор соединён базой через конденсатор СБ, поэтому база транзистора находится под нулевым потенциалом по переменному сигналу. Источник переменного входного сигнала подключён, таким образом,  к  эмиттеру и базе. Резистор  Rк  является нагрузкой транзистора по постоянному току и определяет его усилительные свойства. Разделительные конденсаторы Ср1  и  Ср2 имеют то же назначение, что и в каскаде ОЭ. Базовый резистор RБ совместно с эмиттерным резистором RЭ   определяет положение рабочей точки на нагрузочной линии постоянного тока. 

         

                    Рисунок 4.1                                                    Рисунок 4.2

 

4.1.1       Особенности  усилителя ОБ

      Каскад ОБ не переворачивает фазу. Так, при положительном приращении входного сигнала входной ток протекает в цепи: эмиттер®база®СБ®  земля, он направлен встречно току смещения базы и в итоге ток базы уменьшается.  

                                                            17                                                                                                                                   

Это  приводит  к  уменьшению  коллекторного  тока,  снижается   падение

напряжения на коллекторном резисторе  Rк , и в итоге потенциал коллектора

возрастает, т.е.  возрастает выходное напряжение   вых = Еист  -  Iк × Rк.

Входное сопротивление каскада ОБ существенно ниже, чем у каскада ОЭ.        Выходное сопротивление выше, чем у каскада ОЭ.

Отсутствует усиление по току.

 

      4.2 Основные параметры каскада  ОБ

      Построение нагрузочной прямой по постоянному току и выбор рабочей точки производится по аналогии с схемой ОЭ. Отличие только в том, что в данном случае используются выходные характеристики зависимости коллекторного тока от напряжения коллектор-база, а параметром семейства характеристик является ток эмиттера.

       Нагрузочная линия по переменному току проводится так же, как и для каскада ОЭ. Подробный анализ параметров схемы усилителя ОБ приводится в  [1] , используются эквивалентная схема замещения каскада с моделью транзистора в  h-параметрах схемы ОБ:   h11 Б      h21 Б      h12 Б      h22 Б  .

       Входное сопротивление

                                         RВх Ус = h11 Б  ||   RЭ  » h11 Б  .                                          (4.1)

Значение   h11 Б    в десятки – сотни раз меньше, чем   h11 Э ,  поэтому    RВх Ус схемы ОБ  составляет для маломощных транзисторов десятки-сотни  Ом.

      Выходное сопротивление схемы ОБ

                                                  Rвых = Rк ||1/ h22 Б    »  Rк.                                        (4.2)

      Коэффициент усиления напряжения каскада  ОБ, как и схемы ОЭ  Ku>>1.

      В отличие от схемы ОЭ  каскад  ОБ не усиливает ток    (Кi » 1) , поскольку  h21Б » 1. Параметр   h21Б  транзистора  чаще   обозначают буквой a .    Поскольку коэффициент усиления мощности  Kр = Ku × Кi , то схема ОБ имеет меньший  Kр  по сравнению с каскадом ОЭ.

       Схема усилителя ОБ применяется  главным образом в высокочастотных (ВЧ) усилителях, поскольку входная и выходная цепи отделены друг от друга заземлённой (по переменному сигналу) базой. Благодаря этому каскад ОБ имеет очень малую величину коэффициента  внутренней обратной связи транзистора, что  обеспечивает устойчивость работы  ВЧ - усилителей.

 

4.3   Усилитель на транзисторе, включённом с общим коллектором

      Схема усилителя  с общим коллектором (ОК)  приведена на рисунке 4.2.   Источник сигнала (по переменному току) подключён к базе и коллектору (надо помнить, что оба провода питания для сигнала имеют одинаковый, нулевой потенциал). Cхема  ОК является по сути дела реализацией усилителя с изменяемым сопротивлением, изображённого на рисунке 1.3. Так, при положительном приращении входного сигнала входной ток протекает в цепи: база® эмиттер® Rэ ®  земля, он направлен согласно с током смещения базы и  в итоге суммарный ток  базы  увеличивается.  Это приводит к  увеличению

                                                                   18

тока эмиттера, возрастает падение напряжения на эмиттерном резисторе  Rэ ,               

и в итоге потенциал эмиттера повышается, т.е. возрастает выходное напряжение   вых = Iэ × Rэ.

      Резистор  Rэ является нагрузкой транзистора по постоянному току. Назначение разделительных конденсаторов Ср1  и  Ср2 то же, что и в схемах ОЭ и ОБ.  Резистор RБ определяет рабочую точку на нагрузочной линии. Как известно, величины токов эмиттера и коллектора близки друг к другу  Iэ » Iк, поэтому нагрузочную линию строят на семействе выходных характеристик транзистора  ОЭ  Iк =f (Uкэ). По аналогии со схемой ОЭ так же выбирают рабочую точку и определяют величины сопротивлений  Rэ  и  RБ

                 Rэ = Еист / Iко,    RБ » ( Еист – Rэ × Iко) /IБ о

 

      4.3.1  Основные параметры каскада  ОК  

      Подробный анализ параметров схемы усилителя ОК приводится в  [2] , где используются эквивалентная схема замещения каскада с моделью транзистора на  h-параметрах:   h11 Э  ,    h21 Э  ,    h12 Э   ,   h22 Э  .  В [1] изложен упрощённый анализ с использованием модели транзистора на  h-параметрах применительно к  схеме ОК:   h11К , h21 К  ,    h12 К   ,   h22 К  .  Соотношения между h-параметрами транзистора в схемах  ОЭ  и  ОК:    h11К =  h11 Э ,      h22 К = h22 Э ,               

h12 К =1- h12 Э » 1 ,   h21 К  = -( h21 Э  +1) . Получены следующие выражения для параметров каскада  ОК:

           коэффициент передачи тока        Ki = ( h21 Э  +1) /(1+ h22 Э × Rэ) ,     (4.3)

           входное сопротивление     Rвх »  h11 Э + ( h21 Э  +1) × Rэ  ,                       (4.4)

             коэффициент усиления напряжения   Ku = 1 - h11 Э  / RВх  ,                 (4.5)

           выходное сопротивление    Rвых » (Rг + h11 Э) /( h21 Э  + 1) .               (4.6)

Коэффициент передачи тока   зависит   от сопротивления   Rэ и может быть много больше 1.  Входное сопротивление также сильно зависит от сопротивления нагрузки и изменяется в широких пределах. Величина  коэффициента усиления напряжения Ku,  как правило, близка к  1 и может быть, например,  0,99 , то есть выходной сигнал повторяет по величине входной, поэтому схема усилителя  ОК часто называют эмиттерным повторителем.  Выходное сопротивление  зависит от сопротивления генератора входного сигнала Rи, и мало, когда сопротивление источника сигнала мало по сравнению с  h11 Э .

       Несмотря на то, что схема  ОК  не даёт усиление по напряжению, она широко применяется, особенно  в тех случаях, когда необходимо иметь высокое входное сопротивление усилителя. Для этого в первом каскаде усилителя используется  эмиттерный повторитель, способствующий согласованию недостаточно высокого входного сопротивления каскада ОЭ с высоким сопротивлением генератора усиливаемого сигнала.  С другой стороны, для согласования сравнительно высокого выходного сопротивления усилителя ОЭ  с  низкоомной  нагрузкой  также  находит  применение  каскад 

ОК  благодаря своему низкому выходному сопротивлению.

19                                                      

      4.4  Усилители на полевых транзисторах

      По аналогии с усилителями на биполярных транзисторах, полевые транзисторы (ПТ) также могут быть включены в схемы усилительных каскадов по-разному: с общим истоком (ОИ) - аналог схемы ОЭ, с общим стоком (ОС) - аналог схемы ОК, с общим затвором (ОЗ) -  аналог схемы ОБ.

      В зависимости от вида характеристики ПТ в усилителях могут применяться схемы без смещения напряжения на затворе, с положительным смещением и с отрицательным смещением. На рис. 4.3 для примера дана схема усилителя с ОИ без смещения, постоянное напряжение на затворе в режиме молчания имеет нулевое значение относительно истока, т.к. исток и затвор подключены к общему проводу. При отсутствии постоянного тока затвора, чем характерны ПТ, нет и падения напряжения на резисторе Rз. Коэффициент усиления напряжения каскада равен

                                      Ku = -m × Rн / (Ri + Rн),                                              (4.7)

      где m - коэффициент усиления транзистора,

      Ri – внутреннее сопротивление  ПТ (справочные данные),

      Rн – сопротивление нагрузки.

       Усилители на ПТ выгодно отличаются от схем на биполярных транзисторах намного более высоким входным сопротивлением и меньшим уровнем шумов.

                                                                

            

                        Рисунок 4.3                                               Рисунок 5.1

 

       Схема ОС, как и её аналог – схема ОК,  имеет большое  входное и малое выходное сопротивления по сравнению с схемой ОИ, коэффициент усиления напряжения меньше 1, например,  0,99. Выходной сигнал совпадает по фазе с входным, поэтому схему ОС  называют стоковым повторителем.  Схема ОЗ, как и схема ОБ, находит применение в высокочастотных устройствах.

 

      5  Лекция 

      Цель:  обратная связь - подача  части  выходного сигнала обратно на вход

может сильно изменить параметры усилителя в нужном для нас направлении.                                                             

      Содержание: различные виды  и способы подачи обратной связи, изменения параметров усилителя при охвате его обратной связью.

                                                             20

      5.1  Виды обратной связи

      Обратная связь (ОС), существующая внутри транзистора является паразитной внутренней в отличие от внешней ОС, осуществляемой искусственно при помощи дополнительных элементов схемы. При ОС часть выходного сигнала вновь подают на вход схемы, как показано на структурной схеме (рисунок 5.1). В точке 1 складывается сигнал источника с сигналом, приходящим по цепи ОС с выхода усилителя. Если при этом фазы сигналов совпадают, то это соответствует положительной ОС (ПОС). При сложении сигналов с противоположными фазами имеет место отрицательная ОС  (ООС).

        В цепях ОС обычно используются пассивные четырёхполюсники, а два четырёхполюсника можно соединить между собой 4 способами, что и определяет вид ОС. У первого вида  (рисунок 5.2-а) цепь ОС соединена параллельно и по выходу и по входу, такую ОС называют параллельной по напряжению. Если входы и выходы четырёхполюсников соединены последовательно (рисунок 5.2-б), то ОС называется последовательной по току. Если ОС выполнена последовательной по входу и параллельной по выходу (рисунок 5.2-в), она является последовательной по напряжению. Цепь ОС этого вида как правило выполняется в виде делителя напряжения  Rос1 и  Rос2 .  На схеме  рисунка 5.2-г изображена  параллельная  ОС по току.

          

                                 а)                                                                  б)

          

                                  в)                                                                  г)

                                                             Рисунок 5.2

 

Скрещение  проводов  необходимо,  когда  вход  и  выход  усилителя   имеют                                                                                           

общий провод. В усилителях применяется главным образом ООС и для того, чтобы в схемах на рисунке 5.2 усилители были охвачены ООС, необходима обратная фаза  Uвых  относительно  Uвх.

                                                                     21

      В  частотно-независимой  ОС свойства цепи ОС не зависят от частоты. Если цепь ОС передаёт сигнал с выхода на вход по-разному для разных частот, то её называют частотно-зависимой, для этого ОС она должна содержать реактивные элементы.

       Глубиной  ОС или фактором связи называют отношение коэффициента усиления   Кu  при отключённой ОС к величине  коэффициента усиления при включенной ОС К u ос 

                                              F = Кu / К u ос.                                                               (5.1) Значение  глубины ОС  может составлять от нескольких единиц до нескольких тысяч. 

      Коэффициент передачи цепи ОС представляет собой отношение сигнала ОС  к  величине выходного сигнала 

                                                g = Uос / Uвых.                                                     (5.2)

Например, для схемы 5.2-в    g = Rос2 /( Rос1 + Rос2). Значение g может находиться в пределах от нуля до единицы. 

 

      5.2  Влияние ОС  на  параметры усилителя  

      5.2.1 Коэффициент усиления напряжения.

      Если без ООС выходное напряжение усилителя  Uвых = Кu Uвх , то после включения ООС во входной цепи от величины  Еи  вычитается  напряжение ООС Uос=g Uвых, переданное от выхода к входу. Тогда выходное напряжение охваченного ООС  усилителя составит

                                    Uвых = Кu × Uи - Кu × g × Uвых .                                        (5.3)

Из выражений   (5.1)  и  (5.2)  следует, что

                                   К u ос   =   Кu / (1+  g × Кu).                                                     (5.4)

При ООС усиление уменьшается. Нетрудно убедится в том, что при охвате усилителя ПОС выражение (5.4) примет вид

                                  К u ос   =   Кu / (1-  g × Кu),                                                       (5.5)

усиление увеличивается, усилитель может возбудиться, т.е. превратиться в генератор.  

 

5.2.2       Входное  сопротивление

      При параллельной ОС  (рисунок 5.2-а,г)  фактические направления токов совпадают с принятыми в теории четырёхполюсников  (см. рисунок 2.3), при этом входной ток охваченного ОС усилителя     I·вх =  Iвх  +  Iос. Собственное входное сопротивление неохваченного ОС  усилителя   Rвх = Uвх / Iвх » h11 , а входное сопротивление охваченного усилителя

                                    Rвхос = Uвх / I·вх = Uвх /( Iвх  +  Iос).                             (5.6)

Это выражение показывает, что входная цепь охваченного параллельной ОС

усилителя потребляет больший ток от источника сигнала при том же значении Uи, чем вход неохваченного усилителя, поэтому    Rвхос < Rвх.  Так как  Iос = (Uвх  - Uвых) / Rос  и,  поскольку усилитель инвертирующий, то есть

                                                           22

  Uвых= - К× Uвх ,  тогда  Iос = ( 1+К )Uвх / Rос  и

                            Rвхос = (1 / Rвх + ( 1+ К ) / Rос ) -1 .                                (5.7)

       При последовательной  ООС  (рисунок 5.2–в) напряжение, на входе собственно усилителя Uвх меньше, чем напряжение на входе охваченного усилителя U·вх, так как  Uвх = U·вх + Uос.  Поскольку  Rвх= U·вх / Iвх , в то время, как   Rвхос = Uвх / Iвх ,  причём  Uвх >  U·вх ,  то отсюда следует, что при охвате усилителя последовательной ООС его входное сопротивление увеличивается по сравнению с таковым для неохваченного усилителя

                                       Rвхос = ( 1+g × Кu ) Rвх  ,                                                     (5.8)

так как   Uос = g × Uвых ,  а  Uвых = Кu × U·вх.

 

      5.2.3  Выходное сопротивление

      Влияние ОС по напряжению на выходное сопротивление выясним, анализируя, зависимость   Uвых  и   Iвых  при  Еи =const  (или Iи =const ). С увеличением тока нагрузки напряжение на выходе падает вследствие роста падения напряжения на выходном сопротивлении усилителя. Наибольшим оно бывает в режиме холостого хода (ХХ), когда Rн =¥ и равным нулю в режиме короткого замыкания  (КЗ)  при  Rн =0 . Как известно, выходное сопротивление равно отношению выходного напряжения в режиме  ХХ  к току  КЗ, то есть  Rвых =  Uвых хх / Iвыхкз.  Если ввести ОС по напряжению, то, поскольку она не действует в режиме  КЗ, ток на выходе охваченного усилителя  Iвых оскз  окажется таким же, как и ток неохваченного усилителя  Iвых кз. Но напряжение в режиме ХХ  Uвых осхх   cтанет меньше, , чем у неохваченного усилителя  Uвых хх   в число раз, равное фактору связи при ХХ, то есть в   Fхх  раз, следовательно, во столько же раз уменьшится и выходное сопротивление

                                      Uвыхос = Rвых / ( 1+g  Кuхх ).                                       (5.9)

Так, эмиттерный  повторитель является примером усилителя с 100%  ОС по напряжению. ОС по напряжению применяют в случаях, когда необходимо иметь малое выходное сопротивление, например, в стабилизаторах напряжения.

     ОС по току оказывает противоположное влияние на выходное сопротивление. Так как она не действует  в режиме  ХХ  и   Uвых ос = Uвых , а

в режиме  КЗ  из-за неё  в  Fкз   раз уменьшается ток  Iвых,  то это означает, что выходное сопротивление  увеличивается  в  фактор связи  Fкз  раз

                                              Rвхос = Rвых× Fкз.                                                (5.10)

      ОС по току применяют тогда, когда необходимо иметь большое выходное сопротивления усилителя. При этом усилитель подобен генератору тока и его выходной ток лишь в малой степени зависит от сопротивления нагрузки.

                                                           

      5.3   Стабильность коэффициента усиления и АЧХ

      Коэффициент   передачи   усилителя   может   изменяться   вследствие

 

                                                                 23              

температурного изменения параметров транзисторов, их замены, влажности,

нестабильности питающего напряжения и других причин. Охват усилителя глубокой ООС приводит к повышению стабильности усиления. В самом деле, если   Кu ос =  Кu / (1+  g × Кu) , то при большом значении  петлевого усиления,  т.е.    g × Кu >> 1   коэффициент усиления  Кu ос  будет определяться главным образом параметрами цепи ОС

                                                Кu ос  »  1 / g  .                                                   (5.11) 

Цепь ОС, собираемая   обычно из пассивных элементов, не меняет своих параметров под воздействием температуры, поэтому обеспечивается высокая стабильность коэффициента усиления.

       Введение в усилитель ООС  позволяет расширить его полосу пропускания. Снижение Кu неохваченного усилителя в областях  ВЧ  и НЧ  относительно средней частоты можно представить как воздействие дестабилизирующего фактора, тогда в охваченном усилителе относительное уменьшение усиления будет в   (1+  g × Кu)  раз меньше  при одинаковых отклонениях частоты от средней. Таким образом, одинаковое относительное уменьшение усиления наступает при большем отклонении частоты; полоса пропускания расширяется  как в сторону НЧ, так и в область ВЧ. Подробный анализ с учётом изменения фазовых сдвигов сигналов даётся в [1,2,3].

       В усилителях с ООС снижаются нелинейные искажения, фон источника питания, а также шумы, возникающие в последних каскадах усилителей.

 

      6  Лекция  

      Цель: удержание заданного режима работы транзисторов при их нагреве - важная проблема, особенно в мощных усилителях.

       Содержание: использование ООС для стабилизации рабочей точки; виды мощных усилителей их особенности.

 

      6.1    Стабилизация рабочей точки усилителя

      Ток коллектора  Iк0, определяемый рабочей точкой, изменяется при повышении температуры, как показано на рисунке 6.1, где сплошными линиями изображены характеристики при исходной температуре транзистора, а пунктирными – при его нагреве. Температура транзистора изменяется под воздействием окружающей температуры и от самопрогрева проходящим через него током. Причинами температурной нестабильности  Iко являются: увеличение начального тока  коллектора  Iкбо  и параметра  h21  . Влияние изменения тока  Iкбо на изменение тока коллектора  Iк оценивают коэффициентом нестабильности 

                                              S = dIк  / d Iкбо .                                                (6.1) Чем меньше коэффициент нестабильности  S, тем меньше изменения  Iкбо

влияют на изменения тока коллектора. В схеме простейшего усилителя  ОЭ

(рисунок 3.1) ток смещения базы  IБ0 ,  определяющий рабочую точку  (Iко,

 

                                                            24

Uко), задаётся резистором RБ   и равен  IБ1 »  Еист / RБ .   Ток IБ0  не изменяется

 

                                                                      

                    Рисунок 6.1                                          Рисунок 6.2

                         

при нагреве транзистора, т.к.  RБ  >>  h11 Э .    Изменения базового тока смещения  IБ0  будут повторяться током коллектора, усиленным  в b  раз, в результате рабочая точка переместится на новое место   (I¢к0 , U¢к0)  Коэффициент нестабильности данной схемы   S » b.   Эта схема  имеет максимально возможный коэффициент нестабильности и поэтому на практике не применяется.   

       Для стабилизации рабочей точки в исходном положении необходима схема с ООС по постоянному току, в которой увеличение коллекторного тока приводило бы к уменьшению тока смещения базы путём снижения напряжения на переходе база-эмиттер. Такого рода модифицированная схема усилителя приведена на рисунке 6.2.   Резисторы  R1  и  R 2   образуют делитель напряжения, причём ток через делитель намного (практически на порядок) превосходит ток смещения базы   Iдел » 10 IБ0 , поэтому величина напряжения на базе UБ  (относительно общего провода)  постоянна  UБ » Const.  Эмиттер  соединён с общим проводом через резистор RЭ, образующий ООС по постоянному току. Потенциал  эмиттера определяется падением напряжения на  RЭ  от протекания эмиттерного тока Uэ = Iэ Rэ , таким образом напряжение на базо-эмиттерном переходе  UБэ = UБ  - Iэ Rэ. Всякое возрастание коллекторного тока  Iк0  влечёт за собой увеличение падения напряжения  Iэ Rэ,  в результате уменьшается напряжение  UБэ  и ток коллектора стремиться вернуться к своему прежнему значению.

        Для того, чтобы получить ещё большую стабильность в широком диапазоне температур, особенно в усилителях мощности, используют нелинейные термочувствительные сопротивления (термисторы, диоды в прямом  или обратном включении и др.)  в  роли  элементов  делителя  в цепи

 

 

 25

базы. Термочувствительные элементы должны иметь  тепловой контакт с транзисторами и тоже должны компенсировать температурные приращения

коллекторного тока путём изменения напряжения  UБэ .

 

     6.2  Усилители мощности

     Основным назначением усилителей мощности является выдача в нагрузку заданной мощности, при этом токи и напряжения транзисторов оконечных каскадов бывают соизмеримы с предельно допустимыми значениями. Поскольку оконечные каскады потребляют от источника питания значительную энергию, то  их КПД является одним из основных показателей. Каскады усиления мощности разделяются на однотактные (при относительно малых выходных мощностях) и двухтактные.

 

       6.2.1Однотактные каскады  усилителей мощности

       Однотактные каскады  работают обычно в режиме класса А, рабочую точку выбирают посредине нагрузочной линии, и амплитуда входного сигнала должна быть такой, чтобы не было ограничения токов и напряжений выходного сигнала. Чтобы наиболее полно использовать усилитель, необходимо согласование его выходного сопротивления с сопротивлением нагрузки. Для этой цели в усилителях мощности применяется включение нагрузки через трансформатор, см. рисунок 6.3. Омическое сопротивление обмоток трансформатора  мало, поэтому нагрузочная линия постоянного тока  АВ  проходит почти вертикально через выбранную рабочую точку  (рисунок 6.4) и через точку В, отложенную на расстоянии Uкэ = Еист – Uэ  от точки 0 по оси абсцисс. Нагрузочная линия CD для переменных составляющих тока пройдёт под наклоном, который определится приведённым сопротивлением нагрузки    R¢н »  (W1 / W2) 2 × Rн ,  здесь W1 и W2 – числа витков первичной и вторичной обмоток выходного трансформатора. Таким образом, она будет пересекаться с осью Uкэ  при напряжении, значительно большем, чем напряжение питания  Еист . Причиной такого превышения амплитуды переменного напряжения на коллекторе является действие противо-ЭДС самоиндукции, которая складывается с  Еист, когда ток уменьшается и вычитается из Еист ,  когда ток растёт.

     Выходную мощность можно определить по приращениям тока и напряжения на первичной обмотке. Максимальных значения переменных составляющих  Iкm   и  Uкm  отдадут в приведённую нагрузку  R¢н   мощность

                                              Р¢н =Uкm Iкm / 2.                                                  (6.2) Очевидно, что  Р¢н  представляет собой сумму площадей заштрихованных треугольников. Мощность Рн непосредственно на нагрузке Rн  учётом  КПД трансформатора  h тр   будет меньше:  Рн  = h тр Р¢н .  КПД усилителя можно найти, как соотношение   h у = Р¢н / Ро,   где   Ро – мощность,  отбираемая  от

 

26

                   

                    Рисунок 6.3                                                    Рисунок 6.4

 

источника питания,  Ро  =  Uк0  Iк0 .  Приближённо можно считать, что  

 Р¢н max » 0,5 Uкm Iкm » 0,5 Uк0  Iк0,  следовательно    

                                              h у = Р¢н / Ро  0.5 .                                             (6.3)

Практически КПД при максимальном сигнале не превышает 0,4 , поэтому  однотактные схемы используют при сравнительно малых мощностях.

 

      6.2.2   Двухтактные усилители мощности

      Двухтактный  усилитель   мощности  на  рисунке  6.5-а  имеет два транзистора, работающих  на общий трансформатор. Входные токи транзисторов поступают в базы транзисторов от вторичных полуобмоток входного трансформатора. Такое включение обеспечивает противофазность переменных составляющих базовых токов. Резисторы R1 и R2 образуют делитель напряжения для питания баз обоих транзисторов постоянным током смещения. Если транзисторы работают в режиме класса А, то мгновенное значение коллекторного напряжения каждого транзистора определяется не только его собственным током, но и мгновенным значением коллекторного напряжения второго транзистора, которое трансформируется в соседнюю полуобмотку выходного трансформатора. При совместной работе напряжения на обмотках суммируется, а токи остаются прежними. Выходная мощность возрастает в 2 раза по сравнению с однотактной схемой:

                          Рн  = 2 Uкm Iкmh тр  / 2 =  Uкm Iкmh тр  .                               (6.4)

      В двухтактных схемах использование режима класса А не оправдывается из-за сравнительно низкого КПД. Как правило, применяется режимы классов  В и АВ , позволяющие получить больший КПД. Схема усилителя класса В приведена на рис. 6.6 , здесь отсутствует цепь для подачи постоянного тока смещения баз, поэтому рабочие точки лежат на пересечении нагрузочных линии с кривыми нулевых токов баз  IБ = 0  (рисунок 6.6). При этом коллекторные токи покоя очень малы, а напряжение покоя на коллекторах почти равно напряжению питания Еист. Поскольку базовые токи находятся в противофазе, то транзисторы открываются поочерёдно: один из них при положительной полуволне входного сигнала, а другой – при отрицательной. 

27

         

 

                       Рисунок  6.5                                                       Рисунок  6.6

 

Мощность в первичной обмотке будет равна площади одного заштрихованного треугольника.

                                            Р¢н max = 0,5 Uкm ×Iкm ,                                          (6.5)

а мощность, отбираемая от источника питания   Ро  =   Iк ср Еист ,

здесь  Iк ср – среднее значение пульсирующего тока в каждом плече, равное для синусоидального полупериода  Iк ср = Iкm /p , тогда КПД  усилителя будет выражаться

                                                 h у =  p x  / 4,                                                    (6.6)

      здесь  x = Uкm / Еист  -  коэффициент использования напряжения питания, для  схем на биполярных транзисторах  обычно  x »  0,95 .       

      Усилители класса  В  дают искажения сигнала в области малых токов - «ступеньки», вызванные нелинейностью входной характеристики транзисторов. Для их устранения необходимо установить небольшие начальные тока покоя, то есть из режима  В  перейти в режим  АВ. При  этом схема усилителя класса  АВ  не будет отличаться от схемы  усилителя класса  А, показанной  на  рисунке  6.5-а. 

      Частотные характеристики трансформаторных усилителей определяются в основном качеством выходного трансформатора. В области нижних частот завал АЧХ обусловлен снижением сопротивления нагрузки, вследствие уменьшения индуктивного сопротивления первичной обмотки, а в области высших частот – спад усиления определяется возрастающим сопротивлением индуктивности рассеяния обмоток трансформатора.

                                                            28

6.2.3      Бестрансформаторные усилители мощности

      На рисунке 6.7 показана одна из разновидностей двухтактной схемы бестрансформаторного усилителя мощности. В схеме использована комплементарная пара транзисторов  p-n-p  и  n-p-n  типов.  Транзисторы  Т1  и  Т2  имеют одинаковые характеристики, поэтому в отсутствие  сигнала на входе их начальные коллекторные токи протекают через сопротивление нагрузки Rн  встречно и падение напряжения на  Rн   будет равно нулю. Ток входного сигнала подаётся на обе базы синфазно, при этом сопротивление одного из транзисторов уменьшается, в другого – увеличивается.

                             

                 Рисунок  6.7                                                Рисунок  7.1

 

Это сопровождается изменением знака потенциала точки  М относительно точки  N  и ток через нагрузку может  протекать в обоих направлениях. На практике чаще используют квазикомплементарные схемы с транзисторами одного вида проводимости, но при этом  их базовые токи должны находиться в противофазе. С другими модификациями схем мощных каскадов можно ознакомиться в  [1,2,3,4,]  и во многих других источниках.

      Бестрансформаторные усилители мощности имеют улучшенную АЧХ по сравнению с трансформаторными, т.к. отсутствуют реактивные элементы.

 

      7  Лекция

      Цель: как усилить сигнал, который может быть не только в виде переменного напряжения, но также и  в виде однополярного напряжения.

     Содержание: дрейф нуля, способы его уменьшения, дифференциальный усилительный каскад, усилитель с модуляцией и демодуляцией сигнала.

 

7.1     Усилители постоянного тока

      Усилителями постоянного тока  (УПТ) называют схемы, способные усиливать сигналы с минимальной частотой   fmin = 0. Это означает, что их низшие рабочие частоты  fн = 0, а высшие  fв, как и усилителей переменного тока, выбираются в зависимости от требований к АЧХ (см. рис. 7.1). Для того, чтобы этого достичь, необходимо устранить из схемы усилителя все элементы, не  обладающие  проводимостью для  постоянного  тока:  входные,

  29

выходные   и   межкаскадные    разделительные   конденсаторы,   а  также  и

трансформаторы. Все связи   в УПТ осуществляются с помощью резисторов, диодов и других элементов, свойства которых не зависят от частоты при её приближении к нулю.

 

      7.1.2   Дрейф нуля УПТ

      На рисунке 7.2 приведена схема 2-каскадного УПТ с непосредственной связью между каскадами. В схеме нет разделительных конденсаторов, поэтому она способна усиливать сигналы в виде уровня постоянного напряжения или тока. Резистор Rк1, а также резистор Rэ1 вместе с цепью коллектор-эмиттер транзистора Т1 образуют делитель напряжения в цепи базы Т2. Недостатком схемы является наличие на выходе постоянного напряжения   Uк02    в  режиме  молчания.  Из  схемы  видно,  что  постоянное

 

         

                         Рис. 7.2                                                          Рис. 7.3

 

коллекторное напряжение покоя Uк01 транзистора Т1 является постоянным базовым  напряжением UБ02 для транзистора Т2 и это приводит к необходимости повышать потенциал эмиттера Uэ2 транзистора Т2, так как разница в напряжениях базы и эмиттера транзистора должна составлять около 0,6 В. Чтобы этого достичь приходится уменьшать сопротивление Rк2 , что ведёт к уменьшению коэффициента усиления. Потенциал базы Т2 можно понизить включением диодов  или стабилитронов между коллектором Т1 и базой Т2, но при этом возрастают помехи на выходе усилителя из-за воздействия дробовых шумов диодов и, в особенности, стабилитронов. Есть ещё более неприятное свойство УПТ – дрейф нуля.

        Дрейфом нуля называют нестабильность выходного напряжения УПТ при отсутствии входного сигнала, это является основным недостатком УПТ с непосредственной связью. Дрейф образуется главным образом из-за нагрева транзисторов и колебаний питающего напряжения, дрейф затрудняет получение высокой чувствительности УПТ. Известно, что у каскада ОЭ изменение тока коллектора DIк, вызванное повышением температуры на 10С,  равносильно приращению DIк при подаче на вход напряжения  2,2 мВ.  При таком значении дрейфа самый слабый сигнал, который можно обнаружить на фоне помехи будет составлять десятки мВ, а это часто просто неприемлемо.

                                                              30

      7.2   Дифференциальный усилитель

      Эффективным средством избавления от дрейфа нуля УПТ является схема  дифференциального усилителя (ДУ), схема которого приведена на рисунке 7.3. Средний вывод источников питания соединён с общим проводом. Транзисторы Т1 и Т2 имеют одинаковые параметры, а также одинаковы и сопротивления  Rк2 = Rк1 и  RБ1 = RБ2. Значения резисторов Rэ и Rк  подобраны таким образом, чтобы в режиме покоя отсутствовали выходные напряжения  относительно общего провода: Uвых1= 0  и  Uвых2= 0. Источник сигнала может быть соединён своими выводами с обоими входами ДУ без общего провода, как показано на рисунке 7.3, входной сигнал может также быть подан только на один из входов относительно общего провода,  могут  быть  подключёны и два источника – каждый на свой вход относительно общего провода. Выходное напряжение может сниматься с одного из коллекторов относительно общего провода: Вых1 или Вых2 - это два несимметричных выхода,  либо между коллекторами  Вых1-2  (симметричный выход).

      Если сигнал источника  Uист  подан, как показано на рисунке 7.3,  то сигналы на входах будут в противофазе и поэтому напряжение на симметричном выходе Uвых1-2 будет усиленным разностным сигналом Uвх1-Uвх2,  коэффициент усиления  разностного сигнала

                                     Кр = Uвых1-2 / ( Uвх1 - Uвх2) .                                      (7.1)

Выходные напряжения на несимметричных выходах будут равны по модулю, и противоположными по знаку, коэффициенты усиления для них

                         |Кр1| = |Кр2| =D Uвых / ( Uвх1 - Uвх2) ,                                 (7.2)   

      где  D Uвых – приращение напряжения на несимметричном выходе, вызванное разностью входных напряжений      Uвх1 - Uвх2.

       Разностный выходной сигнал с симметричного выхода                               D Uвых1 - D Uвых2 = 2D Uвых , отсюда следует

                                   Кр1 = -Кр2 = Кр/2.                                                      (7.3)

     Напряжения на выходах  Вых1 и Вых2, вызванные дрейфом нуля, при идеальной симметрии схемы будут иметь одинаковые значения и одну и ту же полярность. При этом выходной сигнал, снятый с симметричного выхода, будет избавлен от дрейфа. Правда, на несимметричных выходах дрейф будет проявляться по-прежнему.

      Таким образом, способность усиливать разностный (противофазный) сигнал и подавлять сигналы одинаковой полярности (синфазные) является ценной особенностью ДУ, (дрейф нуля транзисторов ДУ является частным случаем синфазного сигнала). Синфазным сигналом называют сумму входных сигналов, поделённую на два. На практике чаще всего синфазным сигналом является не что иное, как помеха, вызываемая  наводкой от электросети  220 В на входы усилителя.

      Реальный усилитель  не  обладает  идеальной  симметрией,   в   результате

чего выходной симметричный сигнал зависит не только от разности, но и от       

31

суммы входных сигналов. Выходное напряжение реального усилителя

                    Uвых 1-2 = Кр( Uвх1 - Uвх2)+Кс( Uвх1 + Uвх2) /2,                           (7.4)

      здесь Кс – коэффициент усиления синфазного сигнала.

      Качество ДУ оценивается коэффициентом ослабления синфазного сигнала 

                                                    Косс = Кр / Кс.                                                 (7.5)

У хороших ДУ Косс =10 4…10 5, или соответственно  80…100 дб.  В [1,2,4]  показано, что качество подавления синфазной помехи тем выше, чем больше сопротивление  Rэ  и меньше  RБ. Значительное повышение  Rэ  ведёт к уменьшению эмиттерного тока транзисторов, поэтому целесообразно повышать Rэ только для сигнала, не увеличивая его сопротивление для постоянного тока. Роль такого сопротивления может выполнять транзистор, включённый в качестве токостабилизирующего элемента, в частности различные варианты схем «токового зеркала». Дифференциальные усилители выпускаются в виде отдельных интегральных микросхем, кроме того ДУ входят в качестве входного каскада в состав схем операционных усилителей.

 

      7.3   УПТ с модуляцией и демодуляцией сигнала         

      В тех случаях, когда предъявляются более строгие требования к дрейфу нуля, чем тот уровень, который могут обеспечить ДУ, применяются УПТ с преобразованием сигнала (усилитель типа М-ДМ). Наиболее простая структура такого  усилителя  приведена  на    рисунке 7.4.      Низкочастотные  

         

                                                     Рисунок  7.4

     

                           Рисунок  7.5                                           Рисунок  8.1

32

составляющие   спектра   входного  сигнала  Uвх  (рис. 7.5-а)  выделяются  с помощью фильтра Ф1 и поступают на модулятор М.  Модулятор преобразует сигнал в огибающую напряжения несущей частоты fн (рис. 7.5-б), это напряжение усиливается усилителем переменного тока, (не имеющим дрейфа), и поступает на демодулятор ДМ. Демодулятор совместно с фильтром Ф2 выделяет напряжение огибающей (рис. 7.5-в), которое и представляет собой усиленный сигнал Uвых.  Дрейф нуля усилителя  М-ДМ определяется в основном дрейфом модулятора; современные модуляторы, выполненные на микросхемах с транзисторами МОП позволяют снизить дрейф до величины  0,1 мкВ /оС, что в сотни раз меньшей по сравнению с лучшими операционными усилителями.   

 

     8   Лекция 

     Цель: как усилить сигнал с очень широким частотным спектром.

     Содержание: отличительные черты импульсного сигнала, характерные искажения импульсов, схемные особенности импульсных усилителей.

 

      8.1    Импульсные усилители

      Усилители, предназначенные для усиления импульсов и, а также быстро изменяющихся непрерывных колебаний, называются импульсными или широкополосными. Импульсный сигнал имеет широкий спектр частот: нижняя частота может составлять единицы  Гц, а верхняя, в зависимости от назначения, – доходить до  десятков и сотен  МГц. 

       Если на вход усилителя подать идеальный прямоугольный импульс длительностью tи  с крутым фронтом и плоской вершиной  (рис. 8-а),  то на выходе импульс будет искажённым  по форме (рис. 8-б).  На искажения фронта и среза влияют спектральные составляющие высоких частот, поэтому важна АЧХ  усилителя в области верхних частот, чем выше  fв, тем круче фронт импульса. (Читатель, попробуйте представить фронт как фрагмент синусоиды от 0о до 90о  с очень высокой частотой!)

Выброс на вершине импульса также зависит от формы АЧХ в области верхних частот. Величина выброса оценивается в процентах

                            d = ((Umax – Uвых) | Uвых)) 100 , % .                                    (8.1)

      Завал вершины импульса происходит вследствие плохого пропускания нижних частот, а потому - чем ниже  fн, тем меньше завал. (Представьте вершину импульса как фрагмент очень низкочастотной синусоиды в области около 90 о).

 

      8.1.1    Время установления фронта резистивного усилителя

      Время установления (задержки) фронта  tуст  определяется как время, за которое импульс возрастает от 0,1 до 0,9  установившегося значения. АЧХ усилителя в области ВЧ претерпевает спад ввиду действия паразитного RC-фильтра НЧ  (см. раздел 3.5). Его переходную характеристику h(t) можно

33

сравнить с переходной характеристикой интегрирующей RC-цепочки  

h(t) = 1- e –t/t , где  t -постоянная времени;  t = RC.  При   t1   функция  h1(t) =0,1 , а  при t2  функция  h2(t) =0,9.  Обозначим   t/RC = х, тогда   0,1= 1 – е –х1    и   0,9 = 1 – е х2  , отсюда получаем  х1 » 0,1  и  х2 = ln 10 » 2,3. Следовательно, время  установления       

                                                t уст =  t2 – t1 =2,2RC.                                                (8.2)

     Время установления можно выразить через полосу пропускания  Df.  Ввиду того, что нижняя граница полосы пропускания  fн  много меньше верхней граничной частоты   fв , то полосу пропускания можно определить как Df » fв. Верхняя частота  fв =1/ 2p RC,  откуда  RC=1/ 2p fв » 1/ 2p Df. Подставляя это в выражение  (8.2), получаем удобное выражение

                                           t уст = 2,2 / 2p Df = 0,35 / Df ,                                 (8,3)

показывающее обратную зависимость длительности фронта (и среза) от ширины частотного диапазона усилителя.

 

      8.1.2   Частотная коррекция усилителя в области верхних частот

      Для расширения полосы пропускания Df можно уменьшить сопротивление коллекторного резистора Rк , это даст повышение частоты сопряжения wсопр4 (см.  раздел 3.5). Также повысится и частота сопряжения wсопр3, т.к. Rк определяет выходное сопротивление Rвых каскада, а  Rвых данного каскада является сопротивлением  источника сигнала для следующего каскада усилителя.  С другой стороны, согласно формуле (3.7) уменьшение Rк влечёт за собой  уменьшение коэффициента усиления для всех гармоник импульсного сигнала: и низших, и высших. Для того, чтобы компенсировать спад АЧХ в области высших частот, нужно привнести в коллекторную нагрузку сопротивление, модуль которого повышался бы для высших составляющих спектра сигнала. Таким сопротивлением может являться катушка индуктивности, её индуктивность L  вместе с ёмкостью нагрузки Сн образуют параллельный колебательный контур. Ёмкость нагрузки Сн складывается из входной ёмкости следующего каскада и ёмкости монтажа, но конденсатора, как такового, в схеме не имеется. Схема импульсного усилителя с параллельной высокочастотной коррекцией дана на рисунке 8.1, здесь же присутствуют цепи и низкочастотной коррекции Rф  и  Сф (см. ниже), а также элементы стабилизации режима.

       Как известно, параллельный резонансный контур характеризуют частота резонанса w р, волновое сопротивление r, затухание d  или обратная ей величина – добротность Q

                     w р =1 | ;  r ==wр L =1|(w рС),

                   d=R| r ; Q = 1| d = |( R = r | R ,                                     (8.4)

      где  R – активное сопротивление в цепи контура.

 

34

   

                        Рисунок 8.1                                                  Рисунок 9.1         

                                                                                     

     В [1] приводится анализ АЧХ и ФЧХ усилителя с параллельной ВЧ коррекцией. Вводится коэффициент коррекции

                                                    k = wв L | Rк ,                                                         (8.5)                                                 

равный отношению индуктивного сопротивления на частоте  fв  к активному коллекторному сопротивлению. Подставляя в это выражение значение частоты wв=2p fв , получим

                                 k = wв L | Rк = L | R2к С  =  r | R2к =Q2 .                         (8.6)

Так как  L | Rк= k | wв ,  то  k = w 2р k2| w 2в , здесь w р – резонансная частота контура.  Отсюда  находим  соотношение  резонансной  частоты  контура   с

 

верхней граничной частотой усилителя

                                                 w р =  w в .                                                                                  (8.7) Следовательно, резонансная частота w р контура должна быть больше частоты высшей гармоники спектра импульса, обычно в 3…5 раз.

     Колебательный выбросы фронта и среза обусловлены периодическим переходным процессом заряда и разряда ёмкости  Сн  контура. Добротность Q = 0,5  и  k = Q2 = 0,25  соответствуют границе между апериодическим и колебательным переходными процессами.

     В [1] показано, что максимально плоской АЧХ соответствует  k =0,41,  а максимально линейная  ФЧХ будет при   k =0.322. Усилитель является неискажающим (см. раздел 2.4), если его АЧХ плоская, а ФЧХ линейна для всей области усиливаемых частот, но схема параллельной коррекции имеет разные величины  k  для выполнения этого условия. Реальный усилитель с параллельной коррекцией даёт некоторые искажения формы импульса, но полоса при этом может расшириться почти в 2 раза.

     Применяются и другие более сложные схемы ВЧ коррекции, которые могут дополнительно уменьшить время установления до 50% по отношению

35

к времени установления, достигаемого  простой параллельной коррекцией.

 

      8.1.3  Частотная коррекция усилителя в области нижних частот

      Спад АЧХ в области нижних частот влечёт за собой завал вершины импульса на выходе усилителя. Коррекция  в области нижних частот имеет целью привнести в коллекторную цепь сопротивление, модуль которого увеличивался бы для низших частот спектра. Это осуществляется за счёт включения цепочки Rф Сф последовательно с сопротивлением  Rк. На  сопротивлении  Rф  высшие гармоники спектра импульса не создают падения напряжения, т.к. для них резистор  Rф  зашунтирован конденсатором Сф и потенциал точки соединения Rф  и Сф  по переменному току равен нулю. Для низших частот модуль сопротивления Сф велик и для них к сопротивлению Rк  добавляется сопротивление  Rф  и усиление увеличивается. Условием низкочастотной коррекции является равенство постоянных времени

                                          Rк Cф  = Rн Cр2  .                                                                           (8.8)

     Низкочастотная коррекция тем лучше, чем больше Rф.  Так как большое сопротивление Rф  приводит к большому падению на нём постоянного напряжения, приходится ограничивать его величину. Обычно берут Rф, равным   (1…2) Rк.

 

      9  Лекция

       Как выделить одну гармоническую составляющую сигнала или узкую полосу частот, не пропуская все другие составляющие. Как генерировать синусоидальный сигнал.

     Содержание: избирательные усилители типов  LC  и  RC, их частотные характеристики, синусоидальные генераторы типов  LC  и  RC.

 

      9.1  Избирательные усилители типа  LC

      Избирательное усиление по частоте можно лишь с помощью частотно-зависимой цепи, включённой либо в нагрузку, либо в цепь ОС. Избирательный усилитель с коллекторной нагрузкой в виде резонансного контура LC показан на рис. 9.1. Нагрузка Rн подключена к катушке связи  Lсв, которая имеет магнитную связь с катушкой контура L. Пунктирная линия между катушками обозначает наличие высокочастотного магнитного сердечника, увеличивающего магнитную связь. Остальные элементы схемы предназначены для тех же  целей, что и в рассмотренных  ранее усилителях.

    Сопротивление контура на частоте резонанса  fр будет активным и равным

                                              Rрез = r Q =r 2 | R .                                              (9.1)

Качество контура как частотно-избирательной цепи характеризуется полосой пропускаемых частот, которую определяют по резонансной характеристике как  2Df , измеренные на уровне 0,707 от максимума резонансной кривой (рисунок 9.2). Относительная ширина полосы пропускания непосредственно связана с добротностью контура

36

                                        2Df | fр  =  2Dw| w р = 1| Q .                                      (9.2)

                   

                      Рисунок  9.2                                            Рисунок  9.3

 

       При анализе АЧХ избирательного усилителя вводят коэффициент А(w), модуль которого показывает во сколько раз меньше усиливается сигнал частоты  f  по сравнению с сигналом резонансной частоты  fр. Как известно, сопротивление контура 

                                          Zк = Rрез| (1+ j Q y),                                          (9.3)

        где   у = ( f | fр - fр| f ) – обобщённая расстройка. В схемах избирательных усилителей надо учитывать, что контур, будучи  коллекторной нагрузкой, шунтируется выходным сопротивлением каскада (см. рисунок 3.3) и это уменьшает его добротность, но главной причиной снижения добротности служит подключение к контуру нагрузки Rн.  В итоге добротность контура Q принимает значение

                                        Qэкв» Q R¢н| (R¢н + Rрез),                                     (9.4)

где R¢н – приведённое сопротивление нагрузки (см. раздел 6.2.1).

     Мгновенное значение напряжения на контуре (w)  связано с мгновенным значением коллекторного тока  iк  соотношением

                                     u(w) = iк  Zк R¢н| ( Zк + R¢н).                                   (9.5)

АЧХ резонансного усилителя строят как модуль функции передачи  (9.5)  с учётом (9.3)  и (9.4)

                    | u| iк | = Rрез R¢н| ( Rрез + R¢н) (1+Q2экв у2)1/2 .                       (9.6)

    При проектировании избирательного усилителя задаются значением А(w) при данной расстройке  у , тогда по (9.6) можно найти необходимое значение Qэкв. После этого определяют R¢н  и подбирают параметры контура L,C и R так, чтобы  Qэкв  имело бы нужное значение.

 

     9.2   Избирательные усилители типа  RC

     При уменьшении резонансной частоты требуются большие значения L и C

37

а, следовательно, и их размеры. Это привело к появлению избирательных усилителей типа RC, у которых частотно-избирательная цепь содержит только активные сопротивления и конденсаторы.  

             

                      Рисунок  9.4                                             Рисунок  9.5

 

    На  рисунке 9.4  приведена последовательно-параллельная цепь (мост Вина) и её АЧХ, которая имеет сходство с АЧХ резонансного контура LC. Как правило, при построении схем принимают R1 = R2 = R  и  С1 =  С 2 = С , и тогда квазирезонансная частота wр и эквивалентная добротность QRC соответственно равны

                           w р =1| RC;    QRC = 1| 3 .                                          (9.7)

Как видно избирательность  RC-цепи невелика, поскольку QRC< 1, однако можно включить такую цепь как ПОС, охватывающую усилитель с небольшим коэффициентом усиления (см. рисунок 9.5). При этом согласно с (5.5) возрастёт коэффициент усиления вблизи частоты квазирезонанса  fр, где ПОС наибольшая. Подобный режим часто называют регенерацией. На частотах, далёких от f р, ПОС будет невелика и усиление будет значительно меньше. Коэффициент усиления  Ки  должен быть не более 3 с тем, чтобы не допустить самовозбуждения усилителя. Следовательно, необходима высокая стабильность Ки , которая достигается введением дополнительно ООС.

        Цепь ПОС подключается к входу усилителя через разделительный конденсатор Ср1. На схеме показаны полярности переменных напряжений в различных точках, которые будут наблюдаться при подаче на вход положительной полуволны сигнала. Читатель может убедиться, что через мост Вина на вход приходит с выхода сигнал ПОС, т.е. совпадающий по фазе с входным сигналом.  Сигнал ООС, представляющий собой падение напряжение на резисторе Rэ, имеет обратную фазу по отношению к сигналу на входе и подаётся  на базу транзистора Т1 через резистор Rоос. В то же время через этот резистор подаётся ток постоянного смещения базы транзистора Т1.

     На практике чаще применяют схему двойного Т-образного моста (2Т-моста), см. рис. 9.3. Его АЧХ имеет вид, обратный желаемой характеристике

38

усилителя. При включении 2Т-моста в цепь ООС усилителя сигнал ОС на частоте  f р  будет фактически отсутствовать и коэффициент усиления будет наибольшим. На  низших и высших частотах, далёких от f р, коэффициент обратной связи  g  стремится к единице, следовательно,   g К >> 1 и согласно (5.4) коэффициент усиления близок к нулю. В [2] показано, что АЧХ избирательного усилителя с 2Т-мостом в цепи ООС имеет значительно более крутые ветви по сравнению с АЧХ  самого моста (рисунок 9.4-б) и её добротность

                                            Qэкв » QRC Кu .                                                                                  (9.8)  

     Отсюда следует, что хотя  добротность  QRC   самого моста невелика, но за счёт достаточно большого коэффициента усиления    Кu  можно добиться весьма высокой добротности, достигающий сотен, т.е. очень узкой полосы пропускания. 

                        

      9.3   Генераторы синусоидальных колебаний

      Генератором называется схема, преобразующая энергию источника питания в энергию электрических колебаний. Генератором, как правило, является схема усилителя, охваченного частотно-зависимой цепью ПОС. При частотно-зависимой ПОС выполнение условия  g К ® 1,  см. (5.5), должно иметь место только на заданной частоте. Самовозбуждение автоколебаний требует соблюдения двух условий:

      а) баланса фаз, который подразумевает, что сдвиг фаз в схеме должен равняться  0  или  2p ,  т.е. ОС должна быть положительной.     

      б) баланса амплитуд, который показывает, что ослабление сигнала, вносимого цепью ПОС, должно компенсироваться  усилителем, т.е. |g К|  = 1.

      Так же как и избирательные усилители схемы генераторов могут быть построены либо с резонансными контурами  LC ,  либо с цепочками RC.

 

     9.3.1 Генераторы синусоидальных колебаний типа LC

     В схеме генератора с контуром LC (рисунок 9.5) частотно-избирательной цепью является резонансный усилитель, аналогичный рассмотренному ранее, а сигнал ПОС снимается с помощью дополнительной обмотки  связи  Lсв на контурной катушке индуктивности L . Резисторы  R1 , R2 , Rэ и конденсатор Cэ   являются элементами стабилизации режима работы транзистора (см. раздел 6.1). Точка соединения резисторов R1 и R2 заземлена на общий провод через блокировочный конденсатор  СБ , но постоянный ток смещения с этой точки подаётся на базу через катушку связи Lсв, практически не имеющую омического сопротивления. Генерируемый выходной сигнал снимается через разделительный конденсатор Ср .

    Чтобы получить большую стабильность частоты, нужно чтобы добротность контура была по возможности больше. Для этого надо увеличивать индуктивность, соответственно уменьшая ёмкость контура.

 

39

                     

                 Рисунок  9.6                                                   Рисунок  9.7                               

 

     Рассмотренная схема с трансформаторной связью не всегда удобна, так как требует вторичной обмотки на катушке контура. Поэтому на практике получили более широкое распространение трёхточечные схемы с автотрансформаторной и ёмкостной связью [1,2,3].

 

      9.3.2   Синусоидальные генераторы типа  RC

      В качестве генератора вполне может быть использована схема избирательного усилителя (рисунок  9.5), если в ней установить коэффициент усиления больше трёх, например, подбором резисторов  Rк1  или  R к2 . В схеме генератора необходима жёсткая стабилизация коэффициента усиления с тем, чтобы поддерживать синусоидальную форму выходного напряжения. Это достигается использованием термозависимого сопротивления в цепи ООС, в частности, в схеме рисунка 9.5 резистор Rоос должен иметь отрицательный температурный коэффициент, т.е. с ростом температуры сопротивление его должно уменьшаться.

   Смысл включения термистора в цепь ООС заключается в следующем. Пока колебательный процесс в первые моменты после включения не достиг установившихся колебаний и действующее значение тока через термистор мало, то температура его соответственно низка, а сопротивление велико. Следовательно, глубина ООС мала и амплитуда колебаний возрастает. С ростом амплитуды колебаний действующее значение тока через Rоос  растёт, сопротивление Rоос  уменьшается, растёт глубина ООС, выходное напряжение растёт всё меньше, пока не приходит к своему стационарному значению. Термистор имеет значительную инерционность и его сопротивление за время периода колебаний можно считать постоянным и, следовательно, искажения формы синусоидального сигнала не возникает.

     Более качественную форму синусоидального сигнала дают генераторы, состоящие из усилителя с равномерной АЧХ для широкого диапазона частот, который охвачен цепью ПОС, тоже с широкой ЧХ. Однако, помимо этой цепи имеется ещё и частотно-зависимая цепь ООС. Структура такого генератора приведена на рисунке 9.7. Так, если в цепь ООС включён 2Т- мост

40

(см. рисунок 9.3), т.е. заграждающий фильтр для частоты  fр, то самовозбуждение для всех частот, кроме fр будет невозможно поскольку напряжение Uоос  будет преобладать над напряжением Uпос . Только на частоте  fр напряжение Uоос  будет не в силах подавить напряжение Uпос и поэтому генератор возбудится.

 

 

Список литературы

 

           1.   Манаев Е.И.  Основы радиоэлектроники: Учебное пособие для вузов.-М.: «Советское радио»,  1982.- 480 с.

      2.  Бойко В.И. и др.   Схемотехника электронных систем.  Аналоговые и импульсные устройства. – СПб.: БХВ – Петербург, 2004. – 496 с.

      3.  Гусев В.Г., Гусев Ю.М.  Электроника : Учебник для вузов. – М.: Высшая школа,  1991. – 622 с.                  

           4.  Опадчий Ю.Ф. и др.   Аналоговая и цифровая электроника (Полный курс). - М.: Горячая Линия – Телеком, 2002. - 768 с.

           5. Войшвилло Г.В.  Современная техника усиления сигналов.- М.: «Советское радио»,  1978.- 104 с.

      6. Фирменный стандарт. Работы учебные. Общие требования к построению, изложению, оформлению. Алматинский институт энергетики и связи. –Алматы: АИЭС, 2002.

      7.  ЕСПД (Единая система программной документации), ГОСТ 2.105-95.

 

 

 

 

 

 

Дополнительный план 2007 г., поз.  164

 

 

 

 

 

Булат Баймуханович Ордабаев

 

 

СХЕМОТЕХНИКА АНАЛОГОВЫХ УСТРОЙСТВ  2

 

 

Конспект лекций

 

(для студентов всех форм обучения специальности

050704 – Вычислительная техника и программное обеспечение)

 

 

 

 

Редактор Т.С. Курманбаева

Специалист по стандартизации Н.М. Голева

 

 

 

Подписано в печать _____

Формат 60х84     1/16

Тираж 100 экз.

Бумага типографская №1

Объем  2,6 уч.- изд. л.

Заказ _____ Цена 260 тн

 

 

 

 

 

Копировально-множительное бюро

 Алматинский институт энергетики и связи

050013, Алматы, Байтурсынулы, 126