Некоммерческое акционерное общество

АЛМАТИНСКИЙ ИНСТИТУТ ЭНЕРГЕТИКИ И СВЯЗИ 

Кафедра Электроники и компьютерных технологий

 

 

СХЕМОТЕХНИКА

 

Конспект лекций

                     для студентов всех форм обучения специальности 050704 –

                    Вычислительная техника и программное обеспечение

 

 

Алматы 2008

СОСТАВИТЕЛЬ: Т.М. Жолшараева. Схемотехника. Конспект лекций для студентов всех форм обучения специальности 050704 –Вычислительная техника и программное обеспечение. – Алматы: АИЭС, 2008. – 50 с.

 

Конспект лекций предназначен для самостоятельного изучения курса «Схемотехника». В конспекте приведены основные аналоговые устройства: усилители и устройства на основе усилителей. Приведены основные структурные и принципиальные схемы, временные диаграммы и описан принцип действия устройств.

Конспект лекций предназначен для студентов всех форм обучения специальности 050704 – Вычислительная техника и программное обеспечение и может быть использован студентами специальностей 050719 – Радиотехника, электроника и телекоммуникации и  050702 – Автоматизация и управление.

Содержание

1 Лекция  1. Основные характеристики аналоговых электронных устройств. 4

2 Лекция 2. Классы усиления и обратные связи в усилителях. 8

3 Лекция 3. Обеспечение режима работы усилителя. 12

4 Лекция 4. Транзисторные УНЧ с общим эмиттером и с общей базой. 15

5 Лекция 5. Типовые усилительные каскады на транзисторах. 19

6 Лекция 6. Дифференциальный усилитель. 22

7 Лекция 7. Разновидности схем дифференциальных усилителей. 25

8 Лекция 8. Основные параметры операционных усилителей. 28

9 Лекция 9. Двухкаскадный операционный усилитель. 32

10 Лекция 10. Решающие усилители. 36

11 Лекция  11. Активные фильтры.. 40

12 Лекция 12. Схемы активных фильтров и генераторов сигналов. 43

13 Лекция 13. Генераторы релаксационных колебаний. 47

 

1 Лекция  1. Основные характеристики аналоговых электронных устройств

Содержание лекции:

– классификация аналоговых электронных устройств;

– классификация аналоговых электронных усилителей;

– основные технические показатели и характеристики аналоговых электронных устройств.

Цели лекции:

изучить классификацию аналоговых электронных усилителей;

изучить основные технические показатели и характеристики аналоговых электронных устройств;

1.1 Классификация аналоговых электронных устройств

Электронные устройства делятся на аналоговые и цифровые.

Аналоговые  (АЭУ) – это устройства, предназначенные для усиления, преобразования и обработки сигналов, изменяющихся по закону непрерывной функции. Преимущества аналоговых устройств (сравнительная простота, надежность и быстродействие) обеспечили им самое широкое применение.

Цифровые устройства служат для обработки импульсных сигналов в двоичном или каком-либо другом коде.

АЭУ делятся на две большие группы (рисунок 1.1):

­       усилители;

­       устройства на основе усилителей.

 

Электронный усилитель электрических колебаний – это устройство для увеличения мощности сигнала за счет энергии источника постоянного напряжения. Является одним из основных узлов радиоаппаратуры и электронных систем.

Устройства на основе усилителей делятся на:

                 а)      преобразователи электрических сигналов или устройства аналоговой обработки сигналов. Выполняются они на базе усилителей со специальными цепями обратной связи. К ним относятся сумматоры, интеграторы, дифференциаторы, активные фильтры, логарифмические усилители, детекторы, перемножители и делители, устройства сравнения (компараторы) и другие;

                б)      преобразователи сопротивлений. Строятся также на усилителях с обратной связью. Они преобразуют величину, знак и характер сопротивлений;

                 в)      особый класс составляют  всевозможные генераторы сигналов и связанные с ними устройства. 

1.2 Классификация аналоговых электронных усилителей

Усилители классифицируются по нескольким признакам:

1.2.1 по диапазону усиливаемых частот:

а) усилители постоянного тока (УПТ). УПТ усиливают входной сигнал в диапазоне от нулевой до некоторой верхней частоты 0£fУПТ£fВ. Они усиливают как переменную, так и постоянную составляющую входного сигнала в диапазоне  Гц.

б) усилители переменного тока способны усиливать только переменную составляющую сигнала. Они усиливают колебания с частотами от нижней fН граничной частоты до верхней fВ граничной частоты fН £ f £ fВ.

 1.2.2 по виду амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) усилители переменного сигнала делятся на:

а) УНЧ или УЗЧ ‑ усилитель низких или звуковых частот, у которых f н  15 Гц;  20 кГц;

б) УВЧ (усилитель высоких частот) имеет - десятки кГц;  - десятки МГц;

в) широкополосные усилители (ШПУ), у которых  - десятки Гц;  - сотни МГц;

г) избирательные усилители или узкополосные; резонансные строятся на основе резонансных LC- контуров, полосовые – на основе RC-фильтра.

1.2.3 по роду усиливаемых сигналов они делятся на   УПТ (усилитель постоянного тока), усилитель гармонических (синусоидальных) колебаний и усилитель импульсных сигналов;

1.2.4 по режиму работы усилителя – на усилитель тока, усилитель напряжения и усилитель мощности;

1.2.5 по элементной базе – на  ламповые, транзисторные, интегральные и оптоэлектронные;

1.2.6 по способу межкаскадной связи – с гальванической (непосредст-венной) связью,  с резистивно-емкостной (RC) связью и с трансформаторной связью.

1.2.7 по назначению и области применения –  микрофонные, трансляционные, измерительные, радиолокационные, малошумящие, многоканальные, высоколинейные и т. д.

Кроме рассмотренных основных признаков классификации могут использоваться и другие: например, по типу питания, числу каскадов, конструктивному или технологическому исполнению и др.

 

1.3 Основные технические показатели и характеристики аналоговых электронных устройств

1.3.1 Номинальная выходная мощность

где  и  - значения при допустимых нелинейных искажениях сигнала; UВХ НОМ обеспечивает номинальное напряжение на выходе усилителя.

1.3.2 Коэффициент усиления

Коэффициент усиления – важнейший количественный показатель работы усилителя. Коэффициент усиления напряжения Кu=Uвых/Uвых; коэффициент усиления тока Кi=Iвых /Iвх; коэффициент усиления мощности .

Общий коэффициент усиления многокаскадного усилителя равен произведению коэффициентов усиления каскадов .

Коэффициент усиления К выражается безразмерной величиной либо в децибелах (дБ), так как человеческое ухо различает разницу уровня звука на 1 дБ ‑ на величину, пропорциональную логарифму от соответствующего изменения звуковой энергии. .

Коэффициент усиления К  является комплексной величиной, так как выходной сигнал отличается от входного по фазе.

В общем виде, например, для напряжения

 

где К – модуль , ‑ разность фаз входного и выходного сигнала. 

1.3.3 Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ)

Амплитудно-частотная характеристика (рисунок 1.2, – это зависимость коэффициента усиления сигнала К от частоты f   К=F1(f).

По АЧХ определяются параметры:

          а) полоса пропускания  ;

б) fн и fв – нижняя и верхняя граничные частоты усиления;

в) Мf – коэффициент частотных искажений на заданной частоте f

.

Частотные  искажения являются линейными, т.е. форма сигнала не меняется, не  добавляются спектральные составляющие, только падает коэффициент усиления на нижних и верхних частотах. Они обусловлены наличием реактивных элементов и инерционными свойствами усилительного элемента.

1.3.4 Фазо-частотная характеристика (ФЧХ)

ФЧХ (рисунок1.2,б) – это зависимость сдвига фазы сигнала от частоты f   , – это угол между входным и выходным сигналом.   

1.3.5 Амплитудная характеристика  при постоянной частоте (рисунок 1.3).

Здесь в точке А при Uвыхmin= Uпомех. В точке B на входе Uвхmin, когда сигнал можно различить на фоне помех. На участке ВС  имеет место линейное усиление, то есть форма сигнала не меняется. В точке С начинается нелинейное усиление, Uвыхmax ограничивается заданным уровнем нелинейных искажений.

Амплитудная характеристика дает возможность оценить предельное значение амплитуды входного сигнала, соответствующее границе линейного усиления. По этой характеристике определяется динамический диапазон усилителя D

DдБ=20 lg(Uвхmax /Uвхmin).

На участке CD нелинейные искажения возникают за счет нелинейности характеристик транзистора и проявляются в искажении формы сигнала, которые оцениваются коэффициентом нелинейных искажений n или клирфактором  , где U2, U3 – высшие гармоники, U1 – первая гармоника (полезная). В спектре выходного сигнала появляются новые высшие гармоники, которые искажают сигнал.

 Усилитель передает на выход не только усиленный полезный сигнал, но и нежелательные колебания, возникающие внутри него, и поэтому называются собственными помехами. Основными из них являются фон, наводки, тепловые шумы резисторов и элементов с активными потерями, шумы усилительных элементов.

1.3.6 Коэффициент полезного действия усилителя h – отношение номинальной выходной мощности, отдаваемой в нагрузку, к суммарной мощности, потребляемой им от всех источников питания h =Рн/РS

2 Лекция 2. Классы усиления и обратные связи в усилителях    

Содержание лекции:

– классы усиления усилителя;

– обратные связи в усилителях.

Цели лекции:

– изучить  классы усиления усилителя;

– изучить влияние обратных связей в усилителях.

2.1 Классы усиления усилителя

Различаются классы: А, В, АВ, С. Рассмотрим их на работе усилителя (рисунок 2.1).

2.1.1 Класс усиления А

Начальная рабочая точка (р.т.) А выбирается на середине линейного участка сквозной динамической характеристики (СДХ) iк=f(eг) (рисунок 2.2,а). Для задания р.т. на базу транзистора подается смещение Есм.. Допустим, на вход подан сигнал

 (рисунок 2.2 .б).

Тогда. На рисунке 2.2,в показано изменение тока коллектора, на рисунке 2.2,г – IкRк, а на рисунке 2.2,д – изменение напряжение на выходе Uк=Ек ‑ IкRк.

 Ток коллектора носит непрерывный характер. Входной сигнал должен быть таким, чтобы крайние положения рабочей точки не выходили за пределы линейного участка СДХ, т.е. за MN .

Следует обратить внимание на то, что ток коллектора совпадает по фазе с входным сигналом, выходной сигнал в противофазе с входным.

В классе А низкий коэффициент нелинейных искажений, но и низкий к.п.д.  .  

Класс А применяется:

  –  в каскадах предварительного усиления;

  –  в предоконечных каскадах;

  –  в RC-генераторах синусоидального напряжения;

  –  в любой схеме, где недопустимы нелинейные искажения.

 

2.1.2 Класс усиления B.

         Начальная рабочая точка B выбирается в точке запирания транзистора. Ток коллектора носит импульсный характер. Угол, при котором прекращается ток коллектора, называется углом отсечки q. При идеальном режиме, т.е. при прямолинейном характере СДХ ток покоя коллектора равен нулю, q = 90°.

Этот режим характеризуется высоким к.п.д. , но и  высоким коэффициентом нелинейных искажений.

 

2.1.3 Класс усиления АB.

Режим класса АВ является промежуточным между  А и В. Начальная р.т. выбирается в точке пересечения линеаризованной СДХ с осью абсцисс. Для этого подается смещение Есм на базу. Угол отсечки тока коллектора q > 90°. Часть синусоиды на выходе отсекается, но меньше, чем в классе В, поэтому искажения меньше, чем в классе В, но больше, чем в классе А (nА < nАВ < nВ). Кпд h = 0,5  (hА < hАВ < hВ).

Используется:

  –  в однотактных усилителях при резонансном усилении узкой полосы частот, при усилении импульсных сигналов одной полярности;

  –  в двухтактных усилителях мощности.

 

2.1.3 Класс усиления С.

В этом режиме начальная рабочая точка выбирается левее начала СДХ. При отсутствии входного сигнала ток коллектора равен нулю. Угол отсечки коллекторного тока q < 90°. Усиливается только небольшая часть синусоиды. К.п.д. высокий , но и высок коэффициент нелинейных искажений.

Применяется класс С в LC – генераторах. Резонансный контур в коллекторной цепи настраивается на заданную частоту и из широкого спектра частот, который имеет срезанная синусоида, выделяется нужная.

 

  2.1.3 Класс усиления С.

Режим Д, или ключевой режим работы транзистора, состоит в том, что на его вход подаются прямоугольные импульсы большой амплитуды, полностью запирающие и отпирающие транзистор. Усилительный элемент всегда находится в одном из двух крайних состояний: «полностью открытом» (падение напряжения между выходными электродами близко к нулю) или «полностью закрытом» (ток в выходной цепи близок к нулю). Поэтому потери энергии в транзисторе всегда ничтожно малы. Режим Д позволяет получить в усилителе очень высокий КПД. Но повышение КПД усилителей класса Д происходит за счет ухудшения других показателей.

2.2 Обратные связи в усилителях

2.2.1  Виды обратных связей

Процесс передачи сигналов в усилительных трактах в направлении, обратном основному, т. е. с выхода на вход, называется обратной связью (ОС), а цепь, по которой осуществляется эта передача, – цепью обратной связи (рисунок 2.3). Здесь – коэффициент усиления усилителя; –  коэффициент передачи звена обратной связи.

Различают обратные связи:

– внутреннюю  – обусловлена физическими свойствами и конструкцией активного элемента;

– внешнюю – вводятся специальные цепи обратной связи;

– паразитную – возникает помимо желания разработчика. Это индуктивная, емкостная и гальваническая  связь между цепями, создающая пути для обратной передачи энергии. Её стараются устранять введением специальных схем.

Цепь ОС с частью схемы усилителя, которую она охватывает и образует замкнутый контур, называется петлей ОС.

         В зависимости от количества петель ОС различают однопетлевую и многопетлевую ОС. Петли ОС могут быть независимыми, а также частично или полностью входить одна в другую. Если в петле ОС, охватывающий усилитель или его часть, имеются петли, охватывающие один каскад, их называют местными ОС. ОС, которая охватывает все каскады усиления или пару каскадов, называется общей ОС.

Введение ОС в усилитель позволяет создавать усилители с необходимыми свойствами, а также новые классы электронных схем с разными функциями.

ОС  к входу и выходу подключается разными способами. От способа снятия ОС с выхода различают:

 а) ОС по току и напряжению:

 если ОС снимается с  или с  и Uос изменяется пропорционально выходному напряжению, то это ОС по напряжению. Если ОС  снимается с сопротивления, последовательного   и изменение напряжения обратной связи пропорционально изменению тока, то это ОС по току.

б) ОС параллельная и последовательная:

 параллельная ОС имеет место, если напряжение ОС подается на вход усилителя параллельно источнику сигнала . Если ОС подключается к входу усилителя последовательно с источником сигнала , то имеется последовательная ОС;

в) ОС положительная и отрицательная:

в общем случае, с учетом влияния реактивных элементов для усилителя (рисунок 2.3) можно записать . Поделим на Uвых

.   Тогда можно записать . Отсюда определим коэффициент усиления усилителя с обратной связью

 где ;

;   ,

       jк – угол сдвига фазы между U вых и  U вх усилителя;  

       jос –  угол сдвига фазы между U выхос и  U вхос..

Если (глубина ОС) – вещественная и положительная, то обратная связь положительная. При этом , jк +jос =0.

 Если  – вещественная и отрицательная, то обратная связь отрицательная, , jк +jос = π.

Положительная обратная связь (ПОС) увеличивает коэффициент усиления по напряжению (фазы входного сигнала усилителя и сигнала ОС совпадают), а отрицательная обратная связь (ООС) – уменьшает К (фазы названных сигналов противоположны).

В усилительной технике в основном применяют ООС, которая

увеличивает: полосу пропускания ; динамический диапазон усиления Д;  при последовательной ОС;  при ОС по току;

уменьшает: коэффициент усиления К; нестабильность ; нелинейные и линейные искажения;  при параллельной ОС; при ОС по напряжению.

Подытоживая сказанное, можно сделать следующие выводы:

        - введение цепи ОС может изменить основные параметры усилительного устройства как количественно, так и качественно;

        - введение цепей ООС и ПОС, как правило имеет противоположное воздействие на параметры усилителя;

        - способы введения и снятия сигналов ОС могут влиять на характер воздействия обратной связи на параметры усилителя.

3 Лекция 3. Обеспечение режима работы усилителя

Содержание лекции:

– способы обеспечения смещения рабочей точки усилителя;

– стабилизация режима в усилительном каскаде.

Цели лекции:

– изучить виды смещения рабочей точки;

– изучить способы стабилизации режима работы  усилительного каскада.

3.1  Способы обеспечения смещения рабочей точки усилителя

Режим работы транзистора характеризуется начальным положением рабочей точки (р.т.)  на линии нагрузки или на сквозной динамической характеристике в режиме покоя, т.е. при отсутствии входного сигнала.

Начальное положение рабочей точки задается величиной тока во входной цепи или напряжением смещения.

Наибольшее распространение имеют независимое смещение и от коллекторного питания. Независимое смещение (рисунок 3.1) от Есм  через  Rб используется в усилителях мощности, в импульсных схемах.

3.1.1 Фиксированное смещение базовым делителем от коллекторного питания.

Потенциал базы жестко фиксируется делителем R1, R2 (рисунок 3.2). Ток течет от Eк через базовый делитель. Падение напряжения на R2 создает смещение на базу . Чтобы ток делителя не зависел от тока базы покоя должно выполняться условие . Для выполнения этого условия надо уменьшать R1, R2, но при этом растет потребление энергии от Eк, падает кпд и падает входное сопротивление усилителя, а оно итак мало.

Поэтому выбирается;  при этом .

Резисторы R1, R2 по постоянному току соединены последовательно ,  по переменной составляющей – параллельно >>Rвх.

 

Достоинством схемы является ее некритичность к смене транзистора, недостатком – при изменении температуры меняется режим работы.

3.1.2 Смещение рабочей точки током базы покоя

В схеме (рисунок 3.3) смещение создается током базы покоя, протекающим от Eк через Rб, БЭ, ; – Eк.; .

Отсюда можно определить Rб, которое необходимо поставить в схему для обеспечения нужного смещения

.

Недостатком схемы является изменение смещения при смене транзистора и изменении температуры окружающей среды.

3.2 Стабилизация режима в усилительном каскаде

3.2.1 Зависимость параметров транзистора от температуры

При увеличении температуры происходит:

а) увеличение теплового тока коллектора Iк0  , a=0.08 (1/°С) – температурный коэффициент, Δt ‑ приращение температуры;

б) смещение входных характеристик влево (рисунок 3.4). Температурный коэффициент напряжения ТКН = –2,5 В/°С, а смещение ΔUбэ=gΔt    g=(2,2…2,5)10 ‑3.

в) увеличение коэффициента передачи β. В результате смещается рабочая точка и изменяется режим усиления.

Для уменьшения влияния температуры, т.е. для стабилизации режима работы вводится цепь термостабилизации параметров или термокомпенсации.

3.2.2 Эмиттерная термостабилизация рабочей точки

Схема обеспечивает высокую стабильность точки покоя. Используется последовательная отрицательная обратная связь (ООС) по току (рисунок 3.5), которая снимается с Rэ. Смещение создается делителем напряжения R1, R2 и снимается с R2. Конденсатор Сэ ставится для предотвращения ОС по переменной составляющей в рабочей полосе частот, закорачивая Rэ для частот

1/(ω Сэ)<< Rэ. Должно выполняться условие xc= 0,1×Rэ.

При увеличении температуры Т окружающей среды увеличивается тепловой ток Iк0 коллекторного перехода, следовательно, увеличивается ток Iк коллектора (Iк= Iк0+βIб). Это ведет к увеличению тока Iэ эмиттера (Iэ= Iк+ Iб) и падения напряжения URэ на  Rэ (URэ= Iэ Rэ). Тогда смещение на базе Uбэ уменьшается, т.к. Uбэ= UR2 – URэ. Уменьшение Uбэ подавляет возрастание коллекторного тока, стабилизируя его значение.

 

3.2.3 Коллекторная термостабилизация

Используется параллельная отрицательная обратная связь (ООС) по напряжению (рисунок 3.6) через Rб.

При увеличении температуры Т окружающей среды увеличивается тепловой ток Iк0 коллекторного перехода, следовательно, увеличивается ток Iк коллектора. Увеличивается падение напряжения на Rк, что ведет к уменьшению Uк и тока базы Iбп

Iбп = Uкэ / Rб.

С уменьшением тока базы уменьшается и ток коллектора, то есть возвращается к прежнему значению.

Достоинством схемы является то, что не нужна специальная цепь смещения, так как смещение на базу подается от Eк через Rк и Rб. Но недостатком является то, что наличие ООС по переменной составляющей уменьшает коэффициент усиления и входное сопротивление.

Одной из распространенных конфигураций интегральных схем усилительных каскадов является схема рисунка 3.5, только без конденсаторов, т.е. схема эмиттерной термостабилизации. Также часто используется схема с эмиттерным повторителем на выходе (рисунок 3.7).

Здесь R5 – сопротивление ОС. На R4 – вход ОС, на R1 – выход ОС. Имеет место параллельная ОС ( и  соединены в одной и той же точке, параллельны между собой) по напряжению ( и  соединены в одной и той же точке).

Обратная связь отрицательная, т.к.  в противофазе с . Первый каскад на VT1 (c ОЭ) поворачивает фазу на π, второй – на VT2  (с ОК) фазу не меняет, т.е. суммарный фазовый сдвиг равен π.

Дополнительно  создает местную отрицательную последовательную ОС по току.

3.2.4 Термокомпенсация рабочей точки

Для получения большей стабильности и уменьшения рассеиваемой мощности можно применять нелинейные термочувствительные сопротивления: термисторы, диоды и другие нелинейные элементы с заметным температурным коэффициентом сопротивления (ТКС).

На рисунке 3.8 применена термокомпенсация режима. Сопротивление термистора Rt в цепи базового делителя зависит от температуры (t). С повышением температуры увеличивается тепловой ток Iк0 коллекторного перехода, следовательно, увеличивается ток Iк коллектора, одновременно уменьшается сопротивление Rt,  уменьшается, смещение Uб и уменьшается ток коллектора.

4 Лекция 4. Транзисторные УНЧ с общим эмиттером и с общей базой

Содержание лекции:

– транзисторный УНЧ с общим эмиттером.  Усилитель с общей базой.

Цели лекции:

– изучить усилительные каскады с ОЭ и с ОБ;

– эквивалентные схемы, основные параметры, особенности этих схем.

4.1 Транзисторный УНЧ с общим эмиттером.  Эквивалентная схема

Для анализа и расчета усилителей используются эквивалентные схемы. Представим эквивалентную схему усилителя (рисунок 4.1).

Обычно источник питания Eк выбирается так, чтобы падение напряжения на нем от переменной составляющей было намного меньше, чем падение напряжения на остальных элементах УНЧ. Тогда внутренним сопротивлением Eк можно пренебречь. Сопротивление базового делителя . Транзистор можно представить в виде его эквивалентной схемы. В схеме транзистора пренебрегаем:

а) диффузионной емкостью эмиттерного перехода Сэб, так как его емкостное сопротивление  намного больше, чем  – дифференциальное сопротивление ЭП ;

б) Rэ, Сэ – сопротивлением и емкостью в эмиттерной цепи, так как .

Барьерная емкость коллекторного перехода увеличивается, а дифференциальное сопротивление уменьшается по сравнению со схемой с ОБ

.

Учитывая вышесказанное и, что ,  получаем эквивалентную схему усилителя (рисунок  4.2) для всего диапазона частот.

 

 

4.2 Эквивалентная схема транзисторного УНЧ с ОЭ для средних частот

На средних частотах коэффициент усиления усилителя К0  имеет максимальное значение и фазовый сдвиг j = 0, так как на них емкости схемы не влияют. Действительно, так как разделительная емкость Ср1 большая, то ее емкостное сопротивление , включенное последовательно с , мало для средних частот, аналогично для Ср2  . Пренебрегаем Ср1 и Ср2. Барьерная емкость Скэ мала, ее емкостное сопротивление велико  и включено параллельно выходу. Поэтому Скэ тоже можно пренебречь. Из схемы (рисунок 4.2) получим схему для средних частот, в которой будут отсутствовать все емкости.

Определим основные параметры усилителя . Входное сопротивление усилителя . Так как , то .

Выходное сопротивление . Так как , то .

Коэффициент усиления по напряжению . Так как  и , пренебрегаем  и

получаем .

Коэффициент усиления по току .

Коэффициент усиления по мощности .

4.3 Эквивалентная схема транзисторного УНЧ с ОЭ для низких частот

На низких частотах (НЧ) уменьшается коэффициент усиления , так как сказывается влияние  Ср1 и Ср2. Емкостное сопротивление и  увеличивается с уменьшением частоты и становится соизмеримым с  и .  также растет, но оно включено параллельно выходу и его влияние еще меньше, чем на средних частотах. На эквивалентной схеме (рисунок 4.2) для НЧ будет отсутствовать только Скэ. Дополнительные частотные искажения на НЧ вносит цепь термостабилизации при неправильном выборе Сэ.

, где – коэффициент усиления на средних частотах,

‑ коэффициент частотных искажений .

, где  – постоянная времени перезаряда емкости.

Для конденсаторов Ср1, Ср2 и Сэ постоянные времени соответственно равны: ; ;  .

4.4 Эквивалентная схема транзисторного УНЧ с ОЭ для высоких частот

В области высоких частот все емкостные сопротивления уменьшаются, емкостные сопротивления разделительных конденсаторов и , соединенные последовательно, не влияют, а , соединенное последовательно, уменьшается и шунтирует Rн. Следовательно, уменьшается коэффициент усиления каскада. На эквивалентной схеме (рисунок 4.2) для ВЧ будут отсутствовать Ср1 и  Ср2.

Коэффициент усиления на верхних частотах   , где

;  ;         ;  – из-за зависимости коэффициента передачи тока β от частоты ω.

В общем виде коэффициент усиления

 

 

Таким образом, усилительный каскад с ОЭ:

– имеет большой коэффициент усиления по напряжению и по току;

– ;  единицы килоом;  десятки килоом;

– полоса пропускания уже, чем в схеме с ОБ, так как барьерная емкость в схеме с  ОЭ больше, чем в схеме с ОБ;

– фазовый сдвиг  в диапазоне средних частот.

Применяется в схемах, где недопустимы нелинейные искажения, например, в каскадах предварительного усиления.

4.5 Усилитель с общей базой

Усилитель с общей базой работает в классе А (рисунок 4.3). Eэ и Rэ служат для задания тока эмиттера Iэ в режиме покоя, Rк – для снятия выходного сигнала; Ср1 и  Ср2 ‑ разделительные емкости.

Основные параметры:

коэффициент усиления по напряжению

;

коэффициент усиления по току

;   ;

коэффициент усиления по мощности

;

входное сопротивление

;

выходное сопротивление; фазовый сдвиг j=0.

Особенности схемы:

а) коэффициент усиления по току КI << КU;

б) мало Rвх (сотни омов) и большое Rвых (сотни килоомов);

в) шире частотный диапазон;

г) малы нелинейные искажения;

Используется схема:

а) в стабилизаторах тока;

б) при необходимости большего частотного диапазона, т.к. частотный диапазон усиления шире, чем с ОЭ;

в) для усиления импульсных сигналов и др.

5 Лекция 5. Типовые усилительные каскады на транзисторах

Содержание лекции:

– эмиттерный повторитель;

– схема сдвига уровня напряжения;

– фазоинверсный каскад;

– выходные каскады усилителей.

Цели лекции:

– изучить усилительный каскад с ОК;

– изучить работу схемы сдвига уровня напряжения;

– изучить работу фазоинверсного каскада;

– изучить особенности выходных каскадов усилителей.

5.1 Эмиттерный повторитель (ЭП)

ЭП – это схема с ОК (рисунок 5.1). Нагрузка Rэ служит для снятия выходного сигнала, включена в цепь эмиттера. Резисторы R1 и R2  служат для создания смещения на базу.

Все выходное напряжение введено последовательно во входную цепь и вычитается из входного сигнала. , т.е. имеет место 100% отрицательная обратная связь по напряжению.

Основные параметры схемы:

а) коэффициент усиления по напряжению

.

б) коэффициент усиления по току – сотни единиц;

в) коэффициент усиления по мощности – сотни единиц;

г) входное сопротивление

 – сотни килоом;

д) выходное сопротивление – единицы сотен ом;

е) фазовый сдвиг j=0.

 

Особенности схемы:

а) коэффициент усиления по току КI >>1 и по мощности Кр >1;

 

б) нет усиления по напряжению КU  1, выходное напряжение повторяет входное и по величине и по фазе;

в) мало Rвых (сотни омов) и большое Rвх (сотни килоомов);

г) шире динамический диапазон усиливаемых сигналов, так как уменьшаются нелинейные искажения;

д) меньше коэффициент частотных искажений, т.е. шире полоса пропускания.

 Используется эмиттерный повторитель:

а) для согласования  схем с высоким выходным сопротивлением со схемами с низким входным сопротивлением. Это особенно важно при подключении нескольких цепей, например, цепи обратной связи, следующего каскада, переменной нагрузки;

б) для увеличения входного сопротивления последующей схемы;

в) как усилитель тока и мощности.

5.2 Схема сдвига уровня напряжения

Для предотвращения передачи высокого напряжения коллекторного питания Ек на вход следующего каскада ставятся схемы сдвига уровня напряжения (рисунок 5.2).

где  = 0,7 В – падение напряжения на эмиттерном переходе и на диоде;

n – количество диодов.

 

5.3 Фазоинверсный каскад

Фазоинверсный или каскад с разделенной нагрузкой (рисунок 5.3) имеет две нагрузки Rн1 и Rн2. Резистор Rк  служит для снятия выходного сигнала Uвых1 (транзистор по этому выходу включен по схеме с ОЭ), Rэ ‑ для снятия выходного сигнала Uвых2 (транзистор включен по схеме с ОК).

Коэффициент усиления Uвых1

.

Коэффициент усиления Uвых2

.

Обычно снимаются одинаковые по амплитуде сигналы в противофазе.

Чтобы Uвых1 = Uвых2 должно быть .

5.4 Выходные каскады усилителей

Выходные каскады – это усилители мощности. Они служат для получения максимальной мощности в нагрузке при максимально возможном КПД и минимальных нелинейных искажениях.

В микроэлектронике класс А обычно используется редко из-за низкого КПД. Более популярны двухтактные усилители класса В и АВ.

5.4.1 Простейшая двухтактная схема

Рассмотрим простейшую двухтактную схему усилителя класса В на комплементарных транзисторах (рисунок 5.4).

Транзистор VT1 – n-p-n, VT2 – p-n-p –типа.

Нагрузка Rн включена в эмиттерной цепи, т.е. транзистор включен по схеме с ОК, следовательно, этот ЭП дает большое усиление по мощности, обусловленное высоким коэффициентом усиления тока.

В режиме покоя оба транзистора закрыты, т.к. Uэб = 0 (класс В).

 При подаче положительной полуволны переменного напряжения VT1 – открывается, VT2 – закрывается. Течет ток от +Е1 ‑ КЭ1 ‑ Rн ‑  – Е1.

При подаче отрицательной полуволны переменного напряжения VT1 – закрывается, VT2 – открывается. Течет ток от +Е2 ‑ Rн ‑ЭК2  ‑  – Е2. Таким образом, схема работает в два такта: в первом такте открыт  VT1, во втором ‑ VT2, т.е. на выходе усилителя двуполярный сигнал. Коэффициент усиления по мощности .

Но недостаток схемы в том, что она имеет высокий коэффициент нелинейных искажений. На рисунке 5.5 приведена совмещенная передаточная характеристика . Длительность положительной и отрицательной полуволн на выходе меньше полупериода сигнала (часть синусоиды не усиливается). Выходной ток Iэ носит импульсный характер, т.е. имеет большое число высших гармоник в своем спектре. Это особенно существенно при малых Uвх, соизмеримых с U*.

5.4.2 Усилитель мощности с раздельным начальным смещением

Для устранения нелинейных искажений вводится раздельное смещение на базы транзисторов (рисунок 5.6) На диодах VD1 и VD2 создается падение напряжения U*, которое смещает рабочую точку транзистора VТ1 влево и VT2 – вправо от начала координат (рисунок 5.7). Характеристика передачи будет представлять прямую линию. Следовательно, уменьшатся нелинейные искажения. Эти диоды всегда открыты, так как суммарное напряжение источников питания  всегда больше, чем входной сигнал.

 

 

 

 

 

 

 

 

 Рассмотрим разновидность бестрансформаторного усилителя мощности с делителем напряжения в базовой цепи (рисунок 5.8). Такая схема еще называется схемой с дополнительной симметрией. Здесь R1, R2, R3 ‑ делитель напряжения для создания смещения в классе В.

Должно выполняться условие .

Очевидно, что средняя точка R2 имеет нулевой потенциал. Базы обоих транзисторов можно считать закороченными по переменному току и подавать входное напряжение на одну из баз. Так как сигнал подается в одной фазе на оба транзистора, то они работают поочередно. Вместо R2 обычно ставят диоды. На каждом диоде падает U*= 0,7 В, которое создает смещение, обеспечивающее режим класса В.

Схема включения транзисторов – с общим коллектором.

6 Лекция 6. Дифференциальный усилитель

Содержание лекции:

– усилитель постоянного тока (УПТ);

– дифференциальный усилитель.

 Цели лекции:

– изучить особенности УПТ: причины дрейфа и способы его уменьшения;

– изучить дифференциальный усилитель;

– изучить режимы работы дифференциального усилителя.

6.1 Особенности УПТ

УПТ служат для усиления сколь угодно медленно-изменяющихся сигналов, включая сигналы с частотой ω = 0.

Особенности УПТ:

а) необходимость согласования потенциалов.

Так как сигнал может содержать постоянную составляющую, нельзя применять в качестве связи реактивные элементы (конденсаторы, индуктивности, трансформаторы), поэтому необходимо согласовывать потенциалы в разных частях схемы (между каскадами, с генератором входных сигналов, с нагрузкой);

б) явление дрейфа напряжения в УПТ.

Дрейфом нулевого уровня называется наличие  ложного выходного сигнала при закороченном входе (Uвх = 0).

Дрейфом выходного напряжения называется изменение величины Uвых при неизменном Uвх, оценивающееся изменением за сутки.

 

Причины возникновения дрейфа напряжения

а)       нестабильность источников питания;

б)      старение элементов схемы;

в)       изменение параметров транзисторов (из-за изменения инжекционных свойств);

г)  температурная зависимость.

 

Способы уменьшения дрейфа в УПТ

а)  использование стабилизированных источников питания;

б) использование отрицательной обратной связи;

в)  использование термостабилизации и термокомпенсации;

г)  использование МДМ (модуляция-демодуляция) усилителей с преобразованием;

д) использование специальных схем УПТ с ограниченной нестабильностью.

Наибольшая нестабильность вызывается температурным дрейфом, связанным с изменением Iко, β, поэтому предпочтительнее кремниевые транзисторы, так как тепловой ток кремниевых транзисторов меньше теплового тока германиевых. В схемах термостабилизации используется ООС (рисунки 3.5, 3.6).

В схемах для термокомпенсации используются терморезисторы, стабилитроны и выпрямительные диоды (рисунок 3.8).

 

6.2 Дифференциальный усилитель

6.2.1 Схема дифференциального усилителя (ДУ)

Дифференциальный усилитель (рисунок 6.1) усиливает разность входных сигналов, который называется дифференциальным сигналом. Строится на биполярных или полевых транзисторах.

ДУ представляет собой параллельно-балансный каскад – два УПТ с общей эмиттерной нагрузкой Rэ, т.е. сбалансированный мост. Плечи моста:  Rк1 = Rк2 и транзисторы VT1  и VT2, которые должны быть идентичны.

В одну диагональ включено питание, в другую – нагрузка Rн. Питание каскада осуществляется от двух источников Eк = Eэ, т.е. суммарное напряжение питания .

С помощью  уменьшается  потенциал эмиттеров VT1  и VT2 относительно общей точки, при этом отпадает необходимость согласования потенциалов.

На дискретных транзисторах трудно получить абсолютную симметрию, поэтому качественные ДУ строятся на интегральных микросхемах.

 

6.2.2 Режимы работы дифференциального усилителя (ДУ)

Рассмотрим режимы работы ДУ:

а) режим покоя (источники входных сигналов закорочены на землю) , следовательно .

В свою очередь , тогда можно сделать вывод, что .

Оба транзистора работают в активном режиме. Текут токи покоя

, которые создают на Rк1 и Rк2 одинаковое падение напряжения, следовательно, ,  снимается с Rн  .

Достоинства схемы:

­         не нужен источник компенсирующей ЭДС для согласования потенциалов;

­         уменьшается дрейф нуля.

Например, рассмотрим дрейф от нестабильности напряжения питания. Допустим, увеличилось Ек, очевидно увеличиваются токи коллекторов , напряжения коллекторов изменятся на одну и ту же величину  и        Δ.

 

б) режим с входными сигналами. Сигнал можно подавать тремя способами:

 1) входной сигнал подан между базами (рисунок 6.2), ес>0.

Тогда ,    . Приращения токов коллектора 0<, приращения напряжений

0>;  . Изменение тока коллектора вызывает изменение тока эмиттера  0<, общий ток эмиттера  , следовательно,  – ток эмиттера постоянный, , ;

2) сигнал подается на один из входов ДУ, а другой вход заземляется (рисунок 6.3). Входы называются дифференциальными.

 

,      ,   .        

 ток эмиттера постоянный за счет обратной связи по постоянной составляющей. Следовательно, , ,  ,    ;

3) сигналы поданы на оба входа  и  от двух независимых источников (рисунок 6.4). Здесь справедлив принцип суперпозиции.

, где K – коэффициент усиления ДУ.

 

Выходной сигнал можно снимать между коллекторами (симметричный выход) или с одного из коллекторов ( несимметричный выход)

7 Лекция 7. Разновидности схем дифференциальных усилителей

Содержание лекции:

– дифференциальный усилитель с генератором стабильного тока;

– дифференциальный усилитель с динамической нагрузкой.

Цели лекции:

– изучить влияние синфазного сигнала, уменьшение его влияния в дифференциальном усилителе с генератором стабильного тока (ДУ с ГСТ), особенности ГСТ;

– изучить дифференциальный усилитель с динамической нагрузкой      (с зеркалом токов), особенности.

7.1 Дифференциальный усилитель с генератором стабильного тока

Синфазный сигнал  – это сигнал, действующий  одновременно на обоих входах, например, сигнал вследствие изменения напряжения питания, температуры и др., т.е. это помеха, влияние которой надо ослабить. Для уменьшения действия синфазного сигнала (СС) необходимо стабилизировать ток эмиттера. Допустим, на оба входа действует  СС. Он стремится увеличить токи коллектора, а их сумма есть ток эмиттера, который является постоянным.  Поэтому ток коллектора не увеличивается,  и  не изменяются. Для стабилизации тока эмиттера можно увеличивать эмиттерное сопротивление , но тогда необходимо увеличить напряжение питания, а его не нужно изменять. Вместо  целесообразно ставить источник тока или генератор стабильного тока (ГСТ) на транзисторах, имеющего небольшое  сопротивление  по постоянному току и большое –  по переменному (рисунок 7.1).

В схему ГСТ входят: транзистор VT3, диод VD, резисторы R1, R2 и R3 и источник питания Еэ. Ток Iэ определяет сумму токов Iэ1 и Iэ2 для транзисторов VT1 и VT2, а задается он от ГСТ на VT3 (схема с общей базой). Его выходное сопротивление намного больше Rэ в схеме рисунка 6.3. Смещение на базу VT3 подается через делитель R1, R2, VD. Диод VD необходим для термокомпенсации. Выполняется условие R1>> R2, Rэ. Ток через R1 постоянный, так как R1 большое и от температуры не зависит. В свою очередь .

При повышении температуры входная характеристика смещается влево, т.е. увеличивается ток эмиттера Iэ3. Одновременно уменьшается сопротивление диода VD, увеличивается ток  и уменьшается ток , равный I1 ‑ I2. Ток Iк3 = a Iб3 также  уменьшится. Таким образом, ток эмиттера дифференциального усилителя Iэ поддерживается стабильным.

Из несложных преобразований можно получить ток эмиттера Iэ  аналитическим путем.

Так как Iб3 << Iэ и можно считать Iэ3 @ Iк3 = Iэ, то

                                               .                             (7.1)

Поскольку Iб3 << I1, то I1 = I2. Из рисунка 7.1 находим

.                                                (7.2)

Из (7.1), учитывая, что  находим Iэ

, т.е. ток Iэ зависит от температуры незначительно, что и требуется от ГСТ.

7.2 Разновидности схем дифференциальных усилителей

Основными задачами разработки разновидностей схем ДУ является увеличение коэффициента усиления усилителя и увеличение входного сопротивления.

Используются следующие разновидности схем ДУ:

а) на входах ДУ ставятся составные транзисторы (пара Дарлингтона), у которых гораздо выше входное сопротивление и коэффициент передачи тока равен произведению коэффициентов передачи тока обоих транзисторов;

б) на входах ДУ ставятся эмиттерные повторители, у которых входное сопротивление сотни килоомов;

в) ДУ с полевыми транзисторами на входах;

г) ДУ с динамической нагрузкой.

7.3 Дифференциальный усилитель с динамической нагрузкой

Для увеличения коэффициента усиления усилителя  необходимо увеличить коллекторную нагрузку, но тогда потребуется увеличить напряжение источника питания ЕК. В интегральных схемах увеличение  ведет к увеличению площади и габаритов микросхемы. Поэтому в ИС используется динамическая нагрузка, т.е. вместо резисторов  и  ставятся транзисторы  VТ3 и VТ4, которые имеют низкое сопротивление по постоянному току и высокое – по переменному. Транзисторы VТ3 и VТ4 имеют полярность, противоположную к основным (рисунок 7.2).

Транзисторы VT1 и VT2 (n-p-n-типа) – основные, транзисторы VТ3 и VТ4 (p-n-p-типа) – коллекторная нагрузка. Эти транзисторы соединены коллекторами. Транзистор VТ3 используется в диодном включении. В эмиттерной цепи ставится генератор стабильного тока (ГСТ) для уменьшения влияния синфазного сигнала на работу схемы.

Вход ДУ – дифференциальный, выход ‑ однотактный.

Транзисторы VТ3 и VТ4 включены по схеме токового зеркала – отражателя токов. Ток IК1, протекая через VТ3, создает одинаковое смещение на базах транзисторов . Поэтому , а является током . Следовательно . VТ4 повторяет изменения токов VT1, т.е.  полностью повторяет, поэтому VТ3 и VТ4 называется токовым зеркалом.

Найдем, Uвых и Кu. Допустим, на вход подан сигнал . Приращение токов базы  и . Тогда токи коллекторов  и . Так как , то  Ток на выходе ДУ равен . Видно, что ток на выходе ДУ усилился в b раз и удвоился.

Выходное напряжение ДУ , где  - входное сопротивление последующего каскада.

Коэффициент усиления ДУ. При   .

Сопротивление  может быть обеспечено в несколько сотен килоом, следовательно, коэффициент усиления ДУ по напряжению может достигать нескольких сотен и тысяч.

Таким образом, отражатель токов позволяет получить высокий коэффициент усиления по напряжению и удвоить сигнал на однотактном выходе.

8 Лекция 8. Основные параметры операционных усилителей

Содержание лекции:

 – назначение и основные параметры операционных усилителей;

 – структурная схема трехкаскадного ОУ.

  Цели лекции:

– изучение основных параметров и характеристик интегральных операционных  усилителей, их особенностей;

– изучение структурной схемы ОУ.

8.1 Назначение и основные параметры операционных усилителей

Операционный усилитель – универсальный усилитель постоянного тока с дифференциальным входом и однотактным выходом.

Идеальный ОУ имеет следующие параметры:

-    коэффициент усиления по напряжению;

-    входное сопротивление;

-    выходное сопротивление .

Такие характеристики позволяют применять глубокую обратную связь (ОС), и свойства ОУ определяются только параметрами элементов цепи ОС. Используя различные ОС, можно осуществлять различные математические операции. Поэтому усилители были названы операционными.

Условное обозначение ОУ приведено на рисунке 8.1.

Здесь:

 вход 1 – неинвертирующий вход, т.е. выходной сигнал совпадает по фазе с входным;

вход 2 – инвертирующий вход, т.е. выходной сигнал в противофазе с входным;

выход – однотактный;

+Еп и ‑Еп –‑ выводы двух источников питания Еп или двуполярного источника.

Реальные ОУ обычно имеют  большое число выводов для подключения внешних цепей частотной коррекции, формирующих требуемый вид амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) усилителя.

Характеристики реальных ОУ немного отличаются от идеальных.

Основные параметры реальных ОУ:

а) коэффициент усиления диффе-ренциального сигнала

;

б)  коэффициент усиления синфазного сигнала  ;

в) коэффициент ослабления синфазного сигнала ОУ в децибелах ;

г) входное сопротивление Rвх обычно порядка 400 кОм (может достигать от десятков кОм до десятков МОм);

д) выходное сопротивление Rвых = 20 ¸2000 Ом;

е) амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) –  – зависимость коэффициента усиления от частоты (линеаризованная характеристика в логарифмическом масштабе – диаграмма Боде) приведена на 

 рисунке 8.2,а. АЧХ ОУ представляет суммарную АЧХ отдельных каскадов. Изменение частоты в десять раз (на декаду) приводит к уменьшению коэффициента усиления по напряжению в десять раз, (т.е. на минус 20 дБ).

Двухкаскадный ОУ имеет два излома АЧХ (каждый каскад вносит один излом);

 

ж) фазочастотная характеристика (ФЧХ) ОУ – зависимость фазы сигнала от частоты  (рисунок 8.2,б). Каждый каскад на высоких частотах вносит фазовый сдвиг, равный минус . ФЧХ запаздывает на , где n – число каскадов ОУ.

Для стабилизации работы ОУ требуется коррекция АЧХ и ФЧХ;

 

и)  ‑ частота единичного усиления, т.е. частота, при которой коэффициент усиления равен единице;

 

к) амплитудная характеристика или характеристика передачи сигнала – зависимость выходного напряжения от входного  приведена на рисунке 8.3.

Обычно.

л) если при Uвх = 0 также и Uвых = 0, имеет место баланс ОУ.

 

В реальных ОУ внутри схемы может иметь место разбаланс, из-за которого появляется  при Uвх = 0 (рисунок 8.4).

м) U вх смещ нуля или начальное смещение ‑ это постоянное напряжение, подаваемое на один из входов, чтобы выходное напряжение стало равным нулю. (рисунок 8.4). Оно примерно равно 1...3 мВ;

н) разность входных токов  ‑ 5…50 нА;

п) диапазон допустимых синфазных напряжений – это максимальное одинаковое напряжение на обоих входах, чтобы ОУ не вошел в насыщение или отсечку – 3…13 В;

р) скорость нарастания выходного напряжения при подаче на вход перепада, примерно равен 0,1…10 В/мкс.

 

8.2 Структурная схема трехкаскадного ОУ

Схема включает в себя входной, согласующий и выходной каскады усиления (рисунок 8.5).

 

Входной каскад ОУ состоит из дифференциального усилителя с дифференциальным входом и симметричным выходом. Имеет генератор стабильного тока. Служит для обеспечения входных характеристик:

-    минимальной величины дрейфа напряжения за счет подавления действующих на входе синфазных составляющих, обусловленных изменением температуры окружающей среды, напряжения питания и т.п.;

-    высокого коэффициента усиления по напряжению;

-    максимально высокого входного сопротивления.

Согласующий каскад состоит из двух каскадов: дифференциального усилителя (с симметричным входом и однотактным выходом) и схемы сдвига уровня. Служит для обеспечения нужной величины коэффициента усиления, обеспечения перехода от симметричного выхода входного каскада к одиночному входу выходного каскада. Сдвиг уровня рабочей точки необходим, чтобы получить нулевой уровень на выходе ОУ при нулевом входном напряжении.

Выходной каскад является усилителем мощности и необходим для получения нужных выходных параметров – требуемое усиление сигнала по мощности и низкое выходное сопротивление.

В ранних разработках ОУ технология изготовления ИС не позволяла получать высокоомные резисторы и качественные транзисторы p-n-p-типа. С совершенствованием технологии стало возможным изготовление ОУ с использованием комплементарных пар транзисторов и динамических нагрузок вместо резистивных.

9 Лекция 9. Двухкаскадный операционный усилитель

Содержание лекции:

– двухкаскадный операционный усилитель;

– внешние цепи;

– инвертирующий и неинвертирующий усилитель.

Цели лекции:

– изучение работы двухкаскадного операционного усилителя;

– изучение назначения внешних цепей и их особенностей;

– вывод формулы коэффициента усиления инвертирующего и неинвертирующего усилителей.

9.1 Схема двухкаскадного операционного усилителя

Схема-модель двухкаскадного операционного усилителя представлена на рисунке 9.1.

Входной диффе-ренциальный усилитель построен на транзис-торах VT1 ¸ VT4. Основные транзисторы VT1 и VT2 ‑ p-n-p-типа. Динамическая нагрузка  (транзисторы VT3 и VT4 ‑ n-p-n-типа) представ-ляет собой токовое зеркало или отражатель токов (см. п. 7.3). ДУ с токовым зеркалом имеет дифференциальный вход и однотактный выход. ГСТ1 в эмиттерной цепи служит для стабилизации эмиттерного тока и уменьшения дрейфа напряжения. Каскад обеспечивает требуемые входные параметры ОУ.

Второй каскад, построенный на составном транзисторе VT5 и VT6 по схеме с общим эмиттером, является усилителем амплитуд. Обеспечивает необходимый коэффициент усиления по напряжению ОУ. В качестве нагрузочного сопротивления каскада служит источник тока ГСТ2. Емкость СК »30pF ‑ для коррекции частотной характеристики. Диоды VD1 и VD2 для создания смещения начальной рабочей точки в выходном каскаде.

В выходной каскад входят: комплементарная пара транзисторов VT7    (n-p-n-типа) и VT8 (p-n-p-типа), диоды VD1 и VD2, генератор стабильного тока ГСТ2, транзистор VT6.. Выходной каскад является двухтактным усилителем мощности класса АВ. Делитель напряжения, состоящий из ГСТ2, VD1, VD2 и VT6, создает смещение рабочей точки транзисторов VT7 и VT8. Причем. . Необходимое начальное смещение, как было уже сказано, задается диодами VD1 и VD2. Эти же диоды обеспечивают температурную стабилизацию режима покоя выходного усилителя.

При отсутствии сигнала на входе ОУ UВХ = 0 ток через нагрузку IН = 0. Через транзисторы VT7 и VT8 течет небольшой начальный ток, обусловленный смещением плюс UVD1 на транзисторе VT7 и минус UVD2 – на транзисторе VT8. Диоды включены в прямом направлении и всегда открыты, так как даже при подаче положительного перепада напряжения  с коллектора VT6.за счет источников напряжения питания + Еп1 и ‑ Еп2 на аноды диодов подано более положительное напряжение, чем на катоды. Можно считать, что базы обоих транзисторов закорочены по переменному току, так как сопротивление диодов по переменной составляющей близко к нулю. Транзисторы VT7 и VT8 открыты поочередно. При подаче с коллектора VT6 положительного перепада напряжения транзистор VT8 запирается, а VT7 – отпирается. Ток течет по цепи: + Еп1, кэVT7, Rн, ‑ Еп1. При подаче с коллектора VT6 отрицательного перепада напряжения транзистор VT7 запирается, а VT8 – отпирается. Ток течет по цепи: + Еп2, Rн, кэVT8, ‑ Еп2.

9.2 Внешние цепи

В операционных усилителях используются внешние цепи:

а)     цепи коррекции частотной характеристики – частотно-зависимые RC-цепи;

б)    цепи балансировки для установки нулевого напряжения на выходе при нулевом входном;

в)     цепи защиты:

  1) от пробоя на входе при высоком входном напряжении. При входном дифференциальном напряжении больше напряжения отпирания диода  диоды отпираются и закорачивают вход ДУ, защищая его (рисунок 9.2,а);

 

 


           а)                                            б)

 

 

 

 

 

 

            в)                                                       г)

                      Рисунок 9.2

  2)  от короткого замыкания на выходе включается последовательно резистор примерно 400 омов (рисунок 9.2,б);

  3)  от переполюсовки источника питания (рисунок 9.2,в), при неправильной полярности включения;

  4) от перенапряжения источника питания (рисунок 9.2,г);

г)     цепи обратной связи.

Обычно в ОУ используется отрицательная обратная связь, т.к. без нее даже при  коэффициент усиления стремится к бесконечности  и  может достичь предельного значения.

Отрицательная обратная связь позволяет:

­    создать схему с заданными функциями;

­    достичь нужного коэффициента усиления;

­    повысить стабильность и устойчивость схемы;

­    добиться необходимых  и ;

­    уменьшить линейные и нелинейные искажения.

 

Рассмотрим усилители сигналов и решающие усилители.  

9.3 Инвертирующий усилитель (рисунок 9.3)

Примем допущения:

;                               (9.1)

.                                  (9.2)

. Так как, то . Следовательно точку А можно считать закороченной на землю.

По первому закону Кирхгофа , а так как , то  и .

Определим коэффициент усиления инвертирующего усилителя

                                         .                   (9.3)

Из (9.3) видно, что коэффициент усиления инвертирующего усилителя не зависит от параметров ОУ, а определяется только видом обратной связи.  Здесь имеет место параллельная отрицательная обратная связь по напряжению.

Если , то усилитель (рисунок 9.3) является инвертором.

Для симметрирования (уравнивания) входных токов ставится резистор R, который определяется как параллельно соединенные Rос и R1

.

 

9.4 Неинвертирующий усилитель

На рисунке 9.4,а представлена схема неинвертирующего усилителя. Цепь Rос–R1 создает последовательную отрицательную обратную связь (ООС) по напряжению. Входной сигнал подается на неинвертирующий вход. Допустим, что выполняются условия (9.1) и (9.2). Согласно (9.1) . Согласно (9.2) . Из рисунка 9.4,а  находим Uвх = I1R1,  Uвых = I1 (R1+Rос), тогда коэффициент усиления неинвертирующего усилителя равен .

 

Если  и  (рисунок 9.4,б), то это повтори-тель напряжения. Имеет место 100% последо-вательная ООС по напряжению.

Сигнал на выходе повторяет входной сигнал.

 

10 Лекция 10. Решающие усилители

Содержание лекции:

– инвертирующий сумматор, интегратор, дифференциатор, логарифмирующий   усилитель;

– компаратор и триггер Шмидта.

 

 Цели лекции:

– изучение работы схем решающих усилителей;

– изучение особенностей нелинейных устройств: компаратора и триггера Шмидта.

10.1 Решающие усилители

10.1.1 Инвертирующий сумматор (рисунок 10.1)

Из рисунка 10.1 следует, что, так как, Если , то

.

 

 

 10.1.2 Интегратор инвертирующий (рисунок 10.2)

Из условия (9.1) следует, что . Ток через конденсатор равен

, входной ток .

 

 

Так как выполняется условие (9.2),  и . Следовательно,

;

.

 

 

Отсюда, проинтегрировав, получим  .

 линейно зависит от , т.е. схема интегратора является простейшей схемой генератора линейно изменяющегося напряжения.

 

10.1.3 Дифференциатор инвертирующий (рисунок 10.3)

Ток через Rос  равен ,

ток через емкость С  равен .

Так как входной ток равен нулю, то и  .

 Отсюда .

 

10.1.4 Логарифмирующий усилитель (рисунок 10.4)

 

Здесь

где ,    .

Следовательно, .

 Прологарифмировав, получаем

10.2 Нелинейный режим работы ОУ

Если  (рисунок 10.5), то ОУ работает в линейном режиме, при   – в нелинейном ключевом или импульсном режиме.

При подаче напряжения на один из входов ОУ передаточная характеристика по второму входу смещается на это же значение.

Например, на неинвертирующий вход  ОУ (рисунок 10.6) подано напряжение Uоп, тогда характеристика по инвертирующему входу (кривая 1) сместится на значение Uоп вправо (кривая 2).

10.3 Компаратор аналоговый

Компаратор аналоговый (рисунок 10.7,а) применяется для сравнения аналогового сигнала с опорным напряжением.

На рисунке 10.7,а на неинвертирующий вход подано  опорное напряжение Uоп, на инвертирующий вход ‑ аналоговый сигнал Uвх.

 

При этом выполняются условия (рисунок 9.3,б – передаточная характеристика ОУ):

если: Uвх< Uоп, то   ,              

если:Uвх> Uоп, то   .

При равенстве Uвх= Uоп,  Uвых= 0. Так как коэффициент усиления ОУ сотни тысяч, то выход компаратора переключается на противоположное      

значение.

На рисунке 10.8 приведены временные диаграммы входных и выходного напряжений компаратора, которые иллюстрируют его работу.

 

 

 

 


10.4 Триггер Шмидта

Триггер Шмидта имеет два состояния устойчивого равновесия и преобразует аналоговый сигнал в импульсный.

На рисунке 10.9,а приведена принципиальная схема триггера, на рисунке 10.9,б – его передаточная характеристика.

Резисторы  и   создают положительную обратную связь, которая обеспечивает лавинообразное  переключение выхода триггера из положительного в отрицательное и наоборот. Пороговые напряжения (рисунок 10.9,б), при которых происходит переключение триггера, определяются как

Из рисунка 10.10 видно, что при Uвх = 0, на выходе , так как на неинвертирующем входе Uвх+  Uоп>0. Когда  Uвх возрастет до , равное смещению Uвх+ триггер переключается в . За счет положительной обратной связи ,  теперь смещение на Uвх+ станет равным . Когда Uвх уменьшится до , произойдет обратное переключение триггера в  и т.д.

Так как пороговое напряжение меняется от одного значения к другому скачком, триггер является управляемым  компаратором,

11 Лекция  11. Активные фильтры

Содержание лекции:

– классификация фильтров;

– основные параметры фильтров.

Цели лекции:

– изучить классификацию фильтров по пропускаемым частотам и по виду переходного участка АЧХ;

– изучить основные параметры фильтров.

11.1 Классификация фильтров

 Электрический фильтр – это устройство для усиления или ослабления отдельных частот или полосы частот, проходящих через это устройство.

Пассивный фильтр содержит резисторы, индуктивности, конденсаторы  и не содержит усилительные элементы, активный – содержит резисторы, конденсаторы  и усилительный элемент.

Фильтры классифицируются:

а) по пропускаемым или подавляемым частотам:

1) фильтр низких частот (ФНЧ). АЧХ приведена на рисунке 11.1.

Здесь f = 0÷fср – полоса пропускания;

      f > fср - полоса подавления (заграждения);                

fср÷fnд ‑ переходной участок;   

fnд – частота, при которой коэффициент усиления K на 3дБ больше, чем в полосе подавления;

2) фильтр высоких частот (ФВЧ). АЧХ приведена на рисунке 11.2.

Ппроп = от fср до ∞;

Пзатух = от 0 до fnд;

от fnд до fср – переходной участок;

 

 

 

 

 

 

3) полосовой фильтр. АЧХ приведена на рисунке 11.3.

          fв – fн – полоса пропускания;

f0 – средняя центральная частота

;

 

 4

4) режекторный или заградительный фильтр. АЧХ приведена на рисунке 11.4.

Полоса пропускания Ппроп = 0 ÷ fн и

Ппроп = fв ÷ ∞;

fnд = fн ÷ fв – полоса подавления.

Если fnд узкая – называется фильтр-пробкой. Используется для подавления нежелательных частот, например, 50 Гц в звуковой аппаратуре.

 

Достоинства активных фильтров:

­       используются только конденсаторы и резисторы (их свойства ближе к идеальным, чем у индуктивностей);

­       относительно дешевые;

­       усиливают сигнал;

­       использование ОУ дает развязку входного напряжения от выходного – т.е. можно делать многокаскадные фильтры и улучшать их параметры;

­       относительно легко настраивать;

­       невелики по размерам и массе.

Недостатки:

-       нуждаются в источнике питания;

-       рабочий диапазон частот ограничен максимальной рабочей частотой операционного усилителя, т.е. большинство фильтров имеет fраб не более нескольких мегагерц.

б) по наклону переходного участка АЧХ:

1) фильтр Баттерворта. АЧХ (рисунок 11.5) фильтра в полосе пропускании ∆f  равномерна и  максимально плоская.

 На АЧХ первого порядка наклон характеристики 6дБ/окт или 20дБ/декаду. На АЧХ 5-го порядка – 30 дБ/окт или  100 дБ/декаду. (Изменение частоты в 2 раза – на октаву, в 10 раз – на декаду).

Время, за которое сигнал проходит через фильтр, от частоты зависит нелинейно. Поэтому ступенчатый сигнал на входе фильтра Баттерворта вызывает выброс на выходе фильтра. Используется в случаях, когда надо иметь одинаковые коэффициенты усиления К для всех частот в полосе пропускания;

2) Фильтр Чебышева. АЧХ фильтра (рисунок 11.6) имеет волнообразные зубцы в полосе пропускания и равномерна в полосе подавления.

Амплитуда зубцов (Um) может достигать 0.5; 1; 2; 3 дБ.

 

При увеличении порядка фильтра наклон переходного участка – круче, но неравномерна полоса пропускания, Um может быть больше 20дБ/декаду. Фильтр Чебышева используется в устройствах, где нужен очень крутой наклон характеристики.

3) Фильтр Бесселя. Это фильтр с линейной задержкой. Время прохождения сигнала через фильтр линейно зависит от частоты. Поэтому используется для фильтрации импульсных сигналов, которые меньше искажаются, чем при прохождении через фильтр Баттерворта.

 

 

 

11.2 Основные параметры фильтров

Фильтры характеризуются параметрами:

а) порядок фильтра – число его полюсов. Один полюс обусловлен одной RC-цепью. Например, фильтр нижних частот второго порядка – это двухполюсный фильтр, имеет наклон 40дБ/декаду или 12дБ/октаву.

Три последовательно соединенных фильтра второго порядка составляют один фильтр – шестого порядка. Наклон характеристики на переходном участке равен 36 дБ/октаву;

б) коэффициент затухания ά. Определяет форму АЧХ на переходном участке, т.е. его тип и вид выброса характеристики в полосе пропускания и вблизи переходного участка. Т.о. одна и та же схема в зависимости от выбора значений компонентов может быть фильтром Баттерворта, Чебышева или Бесселя. Например, на рисунке 11.8

кривая 1 ‑ a = 1,732 – фильтр Бесселя;

кривая 2 ‑  = 1,414 – фильтр Баттерворта;

кривая 3 ‑  = 1,059 ‑ фильтр Чебышева.

в) добротность Q связывает среднюю частоту  и ширину полосы пропускания Ппроп на уровне 3дБ

.

Добротость   ‑ обратно пропорциональна коэффициенту затухания.

 

12 Лекция 12. Схемы активных фильтров и генераторов сигналов

Содержание лекции:

– электрические схемы активных фильтров;

– генераторы сигналов, условия самовозбуждения генератора;

– RC-генератор синусоидальных колебаний с мостом Вина.

Цели лекции:

- изучить электрические схемы активных фильтров;

- изучить особенности работы генератора.

12.1 Электрические схемы активных фильтров.

12.1.1 Фильтр низкой частоты ФНЧ и фильтр высокой частоты ФВЧ второго порядка – фильтры Саллена и Кея.

Операционный усилитель в схеме используется как ИНУН.

Схемы популярны и недороги, их легко настраивать.

На рисунке 12.1 приведена схема ФНЧ. Здесь  – интегрирующие цепи.

На рисунке 12.2 приведена схема ФВЧ.

Здесь  – дифференцирующие цепи.

Имеют по две RC-цепи, следовательно, это фильтры второго порядка.

Коэффициент передачи .

 и  - определяют коэффициент затухания и тип фильтра.

Характеристика вблизи края Ппроп. формируется за счет ОС, которая осуществляется за счет С1  в ФНЧ, R2 ‑ в ФВЧ.

Коэффициент усиления К должен оставаться постоянным при изменении  и .

б) Фильтр с параллельной ОС – полосовой фильтр при низкой добротности (Q=10) приведен на рисунке 12.3.

ОС осуществляется через параллельные  и . Часть характеристики, соответствующая ФНЧ, формируется  и , а ФВЧ – , .

 – служит для увеличения  и дает возможность задавать коэффициент усиления в полосе пропускания.

 

 

Т

 

 

 

 

 

 

акже полосовой фильтр можно построить с использованием в цепи отрицательной обратной связи двойного Т-образного моста Вина (рисунок 12.4).

На рисунке 12.5 приведены АЧХ ОУ (контурной линией) и АЧХ моста Вина (пунктирной линией). Поскольку имеет место отрицательная обратная связь, то при вычитании из АЧХ ОУ АЧХ моста Вина получается АЧХ полосового фильтра;

в) режекторный или заградительный фильтр. На рисунке 12.6,а приведена электрическая схема, а на рисунке 12.6,б ‑ АЧХ заградительного фильтра. Мост Вина стоит на входе фильтра. ОУ усиливает только те частоты, которые пропускает фильтр.

12.2 Генераторы сигналов, условия самовозбуждения генератора

Генераторы электрических колебаний служат для преобразования энергии постоянного напряжения источника питания в энергию переменного напряжения заданной формы и частоты.

Они по форме сигнала подразделяются на генераторы:

а)  гармонических или синусоидальных колебаний;

б) релаксационных колебаний.

Любой генератор – это усилитель, охваченный положительной обратной связью.

На рисунке 12.7 приведена структурная схема генератора. Усилитель с коэффициентом усиления  охвачен положительной обратной связью с коэффициентом передачи звена обратной связи . Коэффициент усиления усилителя с обратной связью .

 

Условие самовозбуждения усилителя .                             (12.1)

Следовательно, при положительной обратной связи.

Раскроем (12.1) .                                                  (12.2)

Оно состоит из двух частей:

а)  ‑ условие баланса амплитуд.                                        (12.3)

Оно означает, что сигнал, ослабленный в цепи обратной связи в  раз, должен быть усилен усилителем во столько же (К) раз;

б)  или   ‑ условие баланса фаз.           (12.4)

Оно означает, что суммарный фазовый сдвиг усилителем и цепью обратной связи должен быть равен целому числу 2 (0,1,..).

Если условие баланса фаз выполняется для одной гармоники, то генерируются синусоидальные колебания, если же для широкого спектра частот – релаксационные колебания.

12.3 RC-генератор синусоидальных колебаний

Достоинствами RC-генератора синусоидальных колебаний – на  ОУ являются простота, дешевизна, малые масса и габариты и недостатком – невысокая стабильность частоты генерации.

Рассмотрим схему генератора с мостом Вина (рисунок 12.8).

Коэффициент передачи звена обратной связи (моста Вина) равен  на  квазирезонансной частоте .

Если  и , то , .

На рисунке 12.9 приведена АЧХ и ФЧХ моста Вина, из которого видно, что на квазирезонансной частоте фазовый сдвиг равен нулю, а коэффициент передачи звена обратной связи равен 1/3.

На схеме (рисунок 12.8)  сопротивление R включено для подстройки глубины отрицательной обратной связи, которая необходима для выполнения баланса амплитуд. Встречно-параллельные диоды VD1 и VD2 включены для стабилизации амплитуды выходного сигнала. При слишком больших Uвых диоды попеременно входят в состояние прямой проводимости и увеличивают амплитуду сигнала отрицательной обратной связи, уменьшая коэффициент усиления сигнала.

13 Лекция 13. Генераторы релаксационных колебаний

Содержание лекции:

– мультивибратор;

– генератор линейно-изменяющегося напряжения.

Цели лекции:

– изучить схемы генераторов различной формы колебаний.

13.1 Автоколебательный мультивибратор

Основными свойствами интегральных операционных усилителей (ОУ), используемых при построении импульсных генераторов, является большое входное (сотни килоом) и малое (десятки омов) выходное сопротивление, большой (сотни тысяч) коэффициент усиления и наличие двух парафазных входов. Полярность выходного напряжения ОУ определяется большим из напряжений U+вх и вх на неинвертирующем и инвертирующим входах соответственно.

 Принцип построения генераторов прямоугольных импульсов на ОУ основан на получении замкнутой резисторной или резисторно-емкостной цепи положительной обратной связи (ПОС) при соединении выхода ОУ с его неинвертирующим входом. ПОС обеспечивает возникновение лавинообразных процессов.

Рассмотрим работу автоколебательного мультивибратора на ОУ, в котором ПОС обеспечивается делителем напряжения R1, R2 (рисунок 13.1,а) от выхода к неинвертирующему входу. Переключение мультивибратора из одного квазиустойчивого равновесия в другое происходит за счет релаксационного изменения вх.

Если в момент t=0 (рисунок 13.1,б) включить источник питания ОУ, начинает расти выходное напряжение Uвых, за счет делителя R1, R2 напряжение на неинвертирующем входе U+вх тоже возрастает, а это приводит к еще большему увеличению Uвых. В результате лавинообразного процесса выходное напряжение Uвых скачкообразно увеличивается до  Е+, а входное U+вх  до gE+, где g-= R2/(R1 +R2), Е – напряжение источника питания интегрального операционного усилителя. вх при этом измениться не успевает и равно нулю. Начинается заряд конденсатора С через R. Это приводит к увеличению вх., стремящегося к Е+ с постоянной времени tзар =RC . В момент t1, когда вх = U+вх =gE+ скачкообразно изменяется режим и Uвых изменяется до  , а U+вх =g. Процесс этот происходит лавинообразно.

Конденсатор С, соединенный положительной обкладкой к , а отрицательной – к корпусу, стремится перезарядиться до  по цепи: +С, R, выход ОУ, –С. В момент t2, когда вх =–g, снова происходит опрокидывание.

Процессы эти периодически повто-ряются.

Длительность импульса равна

.

Период повторения импульсов

.

Скважность Q=T/tu =2.

 

 

Для построения мультивибратора со скважностью Q>2 необходимо, чтобы цепь заряда отличалась от цепи разряда (рисунок 13.2).  Заряд идет по цепи: Uвых, R’, VD1,  С, корпус, разряд – по цепи: +С, VD2, R’’, корпус, –С. длительность положительного импульса

.

Длительность отрицательного импульса

.

Скважность

.

 

 

 


13.2 Генератор линейно изменяющегося напряжения на  операционном  усилителе (ГЛИН)

На рисунке 13.3 в схеме  ГЛИН интегрирующая RC - цепочка включена в цепь отрицательной обратной связи ОУ. Управляется ГЛИН импульсами положительной полярности U­вх с длительностью tи, равной времени прямого хода пилы. Входные импульсы подаются на базу диода VD, эмиттер которого соединен с инвертирующим входом ОУ.

Исходное состояние генератора (t < t1), при Uвх = 0 диод VD открыт, течет ток от источника питания через R, диод VD, источник сигнала Uвх, корпус.

. Напряжение на неинвертирующем входе ,  где         .

Напряжение  превышает  настолько, чтобы перевести ОУ в режим ограничения, при котором . Конденсатор С при этом заряжен до напряжения UC (0) = E . Заряд конденсатора идет по цепи  Е+, выход ОУ, С, VD, источник сигнала Uвх, корпус .

 

Формирование рабочего хода пилы Tпр .

При подаче в момент t1 запускающего входного импульса длительностью tu  диод VD запирается. Скачок положительного напряжения  от источника Е переводит ОУ в линейный усилительный режим и ОУ начинает интегрировать постоянное напряжение Е, являющееся для него входным. Положительный скачок на входе  в момент t1 дает отрицательный скачок на выходе.

Заряженный конденсатор С начинает медленно разряжаться, вызывая увеличение напряжения ,  которое обусловливает уменьшение выходного напряжения Uвых.

Длительность рабочего хода Tпр = tи и постоянная времени RC цепи должны быть рассчитаны так, чтобы к концу интервала tи конденсатор успел разрядиться до нуля и перезарядиться до .

 

Формирование обратного хода пилы Tобр .

В момент t2 окончания входного импульса отпирается диод VD.  скачкообразно уменьшается до , при котором ОУ выходит из режима усиления.  увеличивается до Е+, конденсатор, заряженный до  с большой скоростью, определяемой сопротивлением открытого диода VD, разряжается до нуля и заряжается до исходного напряжения UС (t) = .

Определим необходимую постоянную времени RC при заданном Tпр.

Так как ток перезаряда конденсатора почти постоянен и равен

, то за время прямого хода пилы Tпр напряжение на конденсаторе изменится на величину, примерно равную 2Е. Поэтому  , откуда  , или для  .

Таким образом при известном Tпр, задаваясь С, можно определить значение R или наоборот.

Время восстановления режима работы генератора или обратного хода пилы Tобр.

где    - сопротивление открытого диода.

Коэффициент нелинейности   .

Список литературы

 

1.      Опадчий Ю.Ф., Глудкин О.П., Гуров А.И. Аналоговая и цифровая электроника:  Учебник для вузов. Под ред. О.П.Глудкина. – М.: Горячая линия‑Телеком. 2005, – 768с.

2.      Степаненко И.П. Основы микроэлектроники: Учебное пособие для вузов. ‑ 2-е изд., перераб. и доп. – М.: Лаборатория Базовых Знаний, 2004. – 488с.

3.      Гусев В. Г., Гусев Ю. М. Электроника и микропроцессорная техника: Учеб.для вузов – М.: Высш. шк., 2006, – 800с.

4.      Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника: Справочное руководство – М.: Мир, 1982. – 512с.

5.      Гершунский Б.С. Основы электроники и микроэлектроники: Учебник для вузов – Киев: Высща школа, 1989. – 424с.

6.      Коломбет Е.А. Микроэлектронные средства обработки аналоговых сигналов. – М.: Радио и связь, 1991. – 376с.

7.      Пейтон А.Дж, Волш.В. Аналоговая электроника на операционных усилителях. – М..: Бином, 1994. – 352с.

8.      Аналоговые и цифровые интегральные микросхемы. Справочное пособие /Под ред. С.В.Якубовского. – М.: Радио и связь, 1985. – 432с.

9.      Лачин В.И., Савелов Н.С. Электроника: Учеб. пособие – Ростов
н/Д: Феникс, 2007. – 704с.

10.  Павлов В.Н., Ногин В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств. – М.: Радио и связь, 2005. – 320с.

11. Фолкенберри Л. Применение операционных усилителей и линейных ИС. – М.: Мир, 1985. – 572с.

12. Алексенко А.Г. и др. Применение аналоговых ИС. – М.: Радио и связь, 1985. – 256с.

13. Алексенко А.Г. Основы микросхемотехники. ‑3-е изд. – БИНОМ.Лаб.знаний, 2004. – 448с.

14. Прянишников В.А. Электроника: Полный курс лекций. – СПб.: КОРОНА принт, Бином Пресс, 2006. – 416с.