Некоммерческое акционерное общество

АЛМАТИНСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ЭНЕРГЕТИКИ И СВЯЗИ

Кафедра радиотехники

 

 

РАДИОТЕХНИЧЕСКИЕ ЦЕПИ И РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА

 Методические указания к решению задач на практических занятиях  для студентов всех форм обучения  специальностей

 5В071900 - Радиотехника, электроника и телекоммуникации

 

 

 

Алматы 2012 

СОСТАВИТЕЛИ: Достиярова А.М.,  Сафин Р.Т. Радиотехнические цепи и радиоприемные устройства. Методические указания к решению задач на практических занятиях   для студентов всех форма обучения  специальностей  5В071900 - Радиотехника, электроника и телекоммуникации. – Алматы: АУЭС, 2012. –  68 с.

 

Методические указания предназначены для ознакомления студентов с процессами, происходящими в радиоприемных устройствах. Студенты выполняют лабораторные работы, в которых исследуется принцип работы супергетеродинного приемника АМ сигналов, входные цепи, преобразование частоты, исследование усилителя промежуточной частоты, амплитудные и частотные детекторы и системы автоматической регулировки усиления приемника. Исследование их режимов работы позволяет оценить основные качественные показатели и глубже понять процессы, происходящие в основных узлах радиоприемных устройств. Работы выполняются на лабораторных стендах.

 

Табл.  18, ил. – 17, библиогр. –  8  назв.

 

Рецензент: ст.преподаватель Гладышева Н.Н.

                       

Печатается по плану издания некоммерческого акционерного общества «Алматинский университет энергетики и связи» на  2012 г.

 

 

Ó НАО «Алматинский университет энергетики и связи», 2012 г.

 

 

Практическое занятие №1 Выбор средств обеспечения избирательности приемника

 

1.1 Общие требования к избирательности приемника

 

В супергетеродинных приемниках частотная избирательность определяется в основном ослаблениями зеркального Se_зк и сосед­него (или соседних) Se_ск каналов. В приемниках с одинарным пре­образованием частоты ослабление зеркального канала обеспечивает преселектор, ослабление соседнего канала - в основном УПЧ и частично преселектор. Резонансные характеристики преселектора и УПЧ, должны быть такими, чтобы линейный тракт (преселектор и УПЧ с преобразователем частоты) обладал полосой пропускания не меньше заданной П.       Промежуточная частота f_п должна лежать вне диапазона принимаемых частот f_c и обеспечивать­:

- заданную избирательность (ослабление Sе_ЗК) по, зеркальному каналу;

- заданную избирательность по соседнему каналу Sе_ск;

- заданную полосу пропускания линейного тракта П;

- возможность применения контуров с реализуемой доброт­ностью;

- устойчивое детектирование радиоимпульсов и хорошую фильтрацию сигналов промежуточной частоты при детектировании;

- требуемое усиление и устойчивость работы УПЧ;

- малый коэффициент шума N_упч в приемниках со смесителем на полупроводниковых диодах и без УРЧ.

 

 

Рисунок 1.1 –  Типовые структурные схемы преселекторов радиовещательных приемников умеренно высоких частот

 

Для возможности применения контуров с реализуемой доброт­ностью нужно иметь f_п ≤ 200 П. Для устойчивого детектирования радиоимпульсов длительностью τ желательно выбирать f_п порядка (10...20)τ Для фильтрации сигналов промежуточной частоты при детектировании АМ сигналов с наибольшей частотой модуляции F_mах следует выбирать f_п ≥ 2 F_max, при детектировании ЧМ сиг­налов с индексом модуляции m_ч - f_П ≥F_max/(1-m_ч).

Средства обеспечения избирательности можно выбирать в следую­щей последовательности. Сначала обосновываем схему, число и параметры контуров преселектора, т. е. ВЦ и УРЧ. Для радиовеща­тельных приемников следует руководствоваться рисунком 1.1. Бо­лее сложные схемы не используются из конструктивных и экономических соображений, так как перестройка приемника должна осуществляться блоком конденсаторов, имеющим не более четырех секций, включая конденсатор гетеродина в преобразователе часто­ты (ПЧ), Применение более одного каскада УРЧ обычно не тре­буется для обеспечения чувствительности приемника.

В профессиональных диапазонных приемниках преселекторы реализуют по более сложным схемам (рисунок 1.2). Однако необходи­мость их перестройки обусловливает отказ от сложных резонансных систем (фильтров сосредоточенной избирательности) и использование лишь одиночных контуров или пар связанных контуров, пе­рестраиваемых в заданном диапазоне частот блоком конденсаторов переменной емкости. Обычно применяют не более двух каскадов УРЧ, обеспечивающих необходимую чувствительность приемника.

 

 

Рисунок 1.2 – Типовые структурные схемы преселекторов профессиональных при­емников умеренно высоких частот.

 

Во всех схемах связь между парами связанных контуров выби­рается близкой к критической β≈β_кп=1. При β=1 частотная характеристика имеет наилучшую форму с точки зрения мини­мальных искажений при максимальных значениях полосы пропус­кания, избирательности и коэффициента передачи. Для производственной унификации все контуры выполняют с одинаковыми затуханиями исключение составляют первые контуры, служащие для согласования антенного фидера со входом приемника. Затухание этих контуров в два раза больше, чем остальных.

Варианты 1,3, 4, 7 и 8 (рис. 1.1, 1.2) используют в тех случаях, когда требование вы­сокой чувствительности приемника является наиболее важным, варианты  2, 5, 6, 9, 10 и 11 - тогда, когда доминируют требование высокой избирательности. Приемники с фиксированной настройкой обычно реализуют по аналогичным схемам. ­

Пользуясь нормированными частотными характеристиками при больших и малых обобщенных расстройках ξ=[(f/f_c) - (f_c/f)]d_эр (рис.1.3, 1.4), (где d_эр -эквивалентные затухания контуров пре­селектора с учетом потерь, вносимых источником сигналов и на­грузкой), схему преселектора, затухания его контуров и промежуточную частоту можно выбирать следующим образом:

 

 

Рисунок 1.3 – Нормированные частотные характеристики преселекторов схем 1- 6 для больших (а) и малых (б) обобщенных расстроек

 

Если  промежуточная частота приемника f_П задана, то следует выбирать эквивалентное затухание из условия d_эp≥0,02...0,01 и определять обобщенную расстройку зеркального канала

 

                                                1.1)

 

при верхней настройке гетеродина и

 

                                               (1.2)

при нижней настройке гетеродина.

Затем необходимо восстановить перпендикуляры к оси абсцисс (рис. 1.3, а или рис. 1.4, а) в точках с подсчитанными значениями ξ_зк = ξ. Преселектор можно реализовать по простейшей схеме, если пересечение с ее характеристиками дает ослабление зеркального канала Sе_зк больше требуемого. В противном случае рекомендуется увеличить число контуров преселектора.

Если промежуточная частота f_п не задана, то откладываем по оси ординат рис. 1.3, а или рис. 1.4, а заданное значение Sе_зк. Из этой точки проводим горизонтальную линию до пересечения с характери­стикой простейшей схемы преселектора. Из точки пересечения опус­каем перпендикуляр на ось абсцисс и находим нужную обобщенную расстройку ξ = ξ_зк. Затем положив d_эр> 0,02...0,01, рассчитываем     промежуточную частоту

 

f_п ≈ 0,25 ξ_зк f_cd_эр.                                                                                   (1.3)

 

при f_п<< f_c. Если f_п получалась слишком большой, то рационально увеличить число контуров преселектора.

В диапазонных приемниках схемы преселектора и частоту f_п следует выбирать для f_c = f_cmax.

 

Рисунок 1.4 – Нормированные частотные характеристики преселекторов схем 7-11 для больших (а) и малых (б) обобщенных расстроек

 

Теперь переходим к выбору средств обеспечения избирательности по соседнему каналу. При П/f_п ≥2,82d_э = 0,014 (если положить d_э≥0,005) и высоких требованиях к избирательности по соседнему каналу рационально применить фильтр сосредоточенной избиратель­ности (ФСИ) на промежуточной частоте, так как в этих условиях ФСИ может дать лучшую избирательность, чем УПЧ с распределенной избирательностью (УПЧ-Р). Добавочным преимуществом ФСИ является сосредоточение средств избирательности перед усилителем, что уменьшает опасность дискретных помех. Наконец, частотная характеристика ФСИ меньше зависит от изменения параметров тран­зисторов, чем характеристика УПЧ-Р.

При использовании ФСИ необходимое усиление сигналов по промежуточной частоте обеспечивают резистивные или одноконтурные настроенные каскады, полоса которых в 3-5 раз шире полосы ФСИ.

Для выбранного преселектора вычисляем обобщенную расстрой­ку для краев полосы пропускания приемника П из выражения

 

ξ_пр = П/f_cd_эр                                                                                          (1.4)

 

Для полученной ξ_пр находим из рис. 1.3, б или 1.4, б ослабление Se_пp, создаваемое преселектором. Рассчитаем ослабление Sе_пр, которое можно допустить в ФCИ, из выражения

 

Sе_пп = (3 - Sе_пр)  [дБ].                                                                             (1.5)

 

Для выбранного преселектора определяем обобщенные paccтpoйки для соседнего канала из выражения

 

ξ_{ск р} = ξ_пр  2Δf_ск/П,                                                                                  (1.6)

 

где Δf_ск  - расстройка для соседнего канала.

Для вычисленных значений ξ_{ск р} = ξ по кривым рис. 1.3, б или 1.4, б находим ослабление Sе = Se_{cк р} соседнего канала, создаваемое преселектором.

Определяем ослабление соседнего канала Se_{ск п}

 

Se_{ск п}  = Se_ск - Se_{cк р}.                                                                              (1.7)

 

где Sе_ск - полное ослабление соседнего канала, требуемое в при­емнике. ­

 

1.2 Методика выбора средств обеспечения избира­тельности супергетеродинного приемника по зеркальному и сосед­нему каналам

 

1.     Выбрать схему преселектора по рисункам 1.1 или 1.2.

2.                 По рисункам 1.3 или 1.4 определить обобщенную расстройку зеркального канала.

3.     Выбрать эквивалентное затухание из условия d_эp≥0,02...0,01.

4.     Вычислить промежуточную частоту по формуле 1.3.

5.     Рассчитать отношение П/f_п  и выбрать УПЧ с ФСИ или УПЧ-Р.

6.                 Для выбранного преселектора определить обобщенную расстрой­ку для краев полосы пропускания приемника по формуле (1.4).

7.                 Для полученной ξ_пр найти из рис. 1.3, б или 1.4, б ослабление Se_пp, создаваемое преселектором.

8.                 Рассчитать ослабление Sе_пр, которое можно допустить в ФCИ по формуле (1.5).

9.                 Для выбранного преселектора определить обобщенные paccтpoйки для соседнего канала по формуле (1.6).

10.             Для вычисленных значений ξ_{ск р} = ξ по кривым рис. 1.3, б или 1.4, б найти ослабление Sе = Se_{cк р} соседнего канала, создаваемое преселектором.

11. Определить ослабление соседнего канала Se_{ск п}

 

При П/f_п  < 0,014 для обеспечения избирательности по соседне­му каналу рационально использовать УПЧ-Р. Если  П/f_п  настолько мало, что УРЧ дает Sе_пp < 0,2 дБ, то можно полагать, что Se_пп ≈ 3 дБ и использовать для выбора схем, числа контуров и их за­туханий методику, изложенную в практическом занятии №6.

Если отсутствует необходимый вариант, можно перейти к схеме супергетеродина с двойным преобразованием частоты. При этом желательно выбрать одноконтурный настроенный УПЧ-Р или двухконтурный УПЧ-Р с максимально плоской вершиной частотной характеристики, так как остальные устройства дают иногда лучшую избирательность, но их частотные характеристики значительно изменяются при изме­нении параметров транзисторов.

 

Практическое занятие №2 Входные цепи приемника с ненастроенной антенной

 

2.1 Методика расчета одноконтурной ВЦ диапазонного приемника с комбинированной связью с ненастроенной антенной

 

Комбинированная связь с антенной (рис. 2.1) обеспечивает малую неравномерность коэффициента передачи при высоких величинах коэффициента передачи и изби­рательности. Для этой связи характерна пониженная избирательность для частот, близких к резонансной частоте антенны. Комбинированная связь с антенной применяется в высокока­чественных радиовещательных и связных приемниках. Расчеты входных цепей многодиапазонных приемников ве­дутся для каждого поддиапазона.

 

Рисунок 2.1 – Схема входной цепи с ком­бинированной связью с антенной и индуктивной связью с  транзистором

1. Выбрать блок конденсаторов с определенными параметрами С_{к мин}  и  С_кмах.

2. Вычислить максимально допустимую емкость входной цепи

 

                                                                           (2.1)

 

3. Определить индуктивность контура по формуле

 

                                                                       (2.2)

 

4. Выбрать емкость С_свА равной нескольким процентам от С_А (обычно 1-20 пФ). При увеличении С_свА усиливается влия­ние разброса параметров антенны на контур, а при уменьшении ее снижается коэффициент передачи входной цепи.

5. Выбрать коэффициент удлинения антенны, с ростом которого падает коэффициент передачи входной цепи, но растет его равномерность по диапазону (k_уд = 1,2….2).

6. Определить индуктивность катушки связи с антенной

 

                                                                       (2.3)

 

где L измеряется в микрогенри,  f— в килогерцах; С— в пикофарадах.

7. Найти коэффициент связи с антенной и коэффициент вклю­чения входной цепи  к входу   УРЧ так, чтобы получить требуемую Se_зк и обеспечить равенство коэффициентов передачи на крайних частотах диапазона

 

                                                    (2.4)

 

8. Определить (на верхней частоте поддиапазона) коэффициент включения контура ко входу УРЧ

 

,                                                 (2.5)

 

где    d_внС =R_А [С_сва / (С_сх + С_{к min} + С_свA)²] / ω_{0 mах} L                                        (2.6)

 

d_внL =R_А  / ω_{0 mах} Lс_вА(1 – 1/)²                                                 (2.7)

9. Рассчитать коэффициент связи контура с антенной и емкость связи из условия допустимой расстройки контура антенной:

 

                                                 (2.8)

 

где       ;  ;                                            (2.9)

 

где C_mln = С_{к mln} + С_А;     ΔС_А = (С_Аmах— C_Amin) / 2.

 

10. Выбрать коэффициент связи контура с антенной и коэффи­циент его включения к входу УРЧ из условий

 

 ;   ;  ;                             (2.10)

 

где – конструктивно выполнимый коэффициент связи, равный 0,5–0,6 для катушек с универсальной намоткой и 0,4–0,5 для катушек с однослойной намоткой.

11. Вычислить емкость подстроечного конденсатора

 

С_п=С_сх–С_м––                                                                     (2.11)

 

где  = С_свА /С_а.

12. Найти коэффициент передачи входной цепи на f_{0 mln} и  f_{0 mах}

 

                        (2.12)

 

Обобщенная расстройка, соответствующая частоте дополнитель­ного канала приема f_дк, равна

 

ξ_дк = [(f_дк / f_0o) – (f_0o/f_дк)] / d_эр,                                                          (2.13)

 

где  f_0o — наиболее опасная частота настройки приемника, лежа­щая ближе всего к  f_дк.

 

2.2 Методика  расчета   ВЦ  с магнитной   антенной

 

Магнитная антенна конструктивно представляет собой ферритовый стержень (сердечник), на котором размещен каркас с намо­танной на нем катушкой входного контура (рис. 2.2).

Рисунок  2.2 – Конструкция магнитной антенны

 

Чаще всего сердечники имеют в сечении круглую или прямоугольную форму. Будем считать при расчете, что нами применен круглый стержень. Свойства прямоугольного стерж­ня аналогичны свойствам круг­лого с эквивалентным диамет­ром

 

d₀ = 2,                                                                                 (2.14)

                                                           

где h и с — соответственно вы­сота и ширина прямоугольника поперечного  сечения   стержня.

Связь контура ферритовой антенны со входом транзистор­ного каскада можно реализовать внутриемкостным или индуктивным способом. Чаще всего используется индуктивная связь с помощью  катушки связи.

Рисунок 2.3 – Схема входной цепи с не­посредственной связью с магнитной антенной и внутриемкостной связью с транзистором

 

Исходными данными для расчета являются: требуемая индук­тивность контура магнитной антенны L (либо параметры элемента настройки, необходимые для ее расчета, который производится аналогично расчета индуктивности контура при внешнеемкостной или индуктивной связи с антенной), выходная проводимость 1-го каскада, а также величина затухания d_эр нагруженного контура входной цепи, характеризующая избирательность приемника по дополни­тельным каналам и частотные искажения в полосе пропускания.

1. Выбрать блок конденсаторов с определенными параметрами С_{к мин}  и  С_{к мах}.

2. Выбрать сердечник магнитной антенны. Ориентировочный вы­бор феррита по величине его начальной магнитной проницаемости  μ₀ в зависимости от рабочей частоты производится по табл. 2.1. Окон­чательно марку феррита можно уточнить по справочным данным (таблица 6).

 

Таблица 2.1

Диапазон частот, МГц	μо
Менее 0,5 0,5—2 2—30 Более 30	2000—1000 1000—400 400—100 50—10

 

Размеры сердечника выбрать из табл. 2.2, где указаны разме­ры ферритовых стержней,  выпускаемых про­мышленностью. При этом следует иметь в виду, что эффективность антенны растет с увеличением отношения длины стержня к его диаметру l/d₀  и площади сечения S стержня. Однако размеры стержня обычно ограничены из конструктивных соображений.

 

Таблица 2.2

Диаметр d0 или сечение hхc стержня, мм	Длина стержня l , мм
Ø8 Ø 10 4х16 3х20	80; 100; 125; 140; 160; 200 200 80; 100; 125 100; 125

 

 

Таблица  2.3

Действующая магнитная проницаемость при μо					Действующая магнитная
					проницаемость при μо
				не менее 200	l/d0				не менее 200
l/d0	5	10	100			5	10	100
1	2,25	3,0	3,2	3,5	6	4,5	7,8	25	31
2	3,6	4,6	6,5	8,0	8	4,7	8,3	34	37
3	3,85	6,0	10	12	10	4,80	9,4	41	63
4	4,2	6,7	15	18	15	4,85	9,4	52	78
5	4,35	7,2	20	24	20	4,9	9,6	60	95

 

3. Найти отношение l/d₀ для выбранного стержня. Из таблицы 2.3 определить значение действующей магнитной проницаемости это­го стержня.

4. Рассчитать требуемую индуктивность контура магнитной антенны

                                        (2.15)

 

5. Количество витков контурной катушки рассчитать по фор­муле

 

                                                                    (2.16)

 

где L – требуемая величина индуктивности катушки, мкГ; D — диаметр намотки, см; μ_д — действующая магнитная проница­емость сердечника; — коэффициент, зависящий от удлинения сердечника; m_L — коэффициент, зависящий от отношения длины намотки а к длине стержня l; p_L — коэффициент, учитывающий смещение центра катушки относительно середины стержня; q_L = (d₀ /D)².

Коэффициенты L',  m_L и p_L необходимые для расчета числа витков контурной катушки, определить по графикам рис. 2.4, 2.5 и 2.6. При этом нужно учесть, что обычно длина намотки ка­тушки составляет примерно 0,2 длины стержня, а смещение катуш­ки относительно середины стержня (для обеспечения подстройки индуктивности перемещением катушки вдоль стержня) имеет вели­чину порядка (0,2...0,3) L

Диаметр намотки D, во избежание значительного увеличения собственной емкости катушки и диэлектрических потерь в феррите, должен быть примерно в 1,1 раза больше диаметра  стержня   d₀, для чего соответствующим образом  выбирают   диаметр  каркаса. При этом коэффициент q_L ≈ 0,82.

 

 

Рисунок 2.4 – Зависимость коэффициента пропор­циональности U от от­ношения длины стержня к его диаметру

 

Индуктивность катушки связи характеризуется необходимым коэффициентом трансформации , который рассчит­ается так же, как для обычной одноконтурной входной цепи. Конструктивное затухание ненагруженного контура магнитной антенны при этом можно принять d = 0,01. Коэффициент транс­формации т выбираем либо из условий получения минимального коэффициента шума, либо из условий достижения необходимой избирательности входной цепи.

 

 

Рисунок 2.5 – Зависимость коэффициента пропорциональности m_L от

относительной длины на мотки катушки

Рисунок 2.6 – Зависимость коэффициента пропор­циональности р_L от от­носительного смещения катушки

 

Расчет выполнить на минимальной частоте диапазона f_{0 min}. Эта точка является наихудшей в смысле выполнения перечислен­ных условий.

При расчете по минимуму коэффициента шума индуктивность катушки связи находим из формулы

 

                                                               (2.17 а)

 

Здесь L_cв - индуктивность катушки связи, мкГ; f_{0 mln} - мини­мальная частота диапазона, мГц; k ≈ 0,8...0,9 -  коэффициент свя­зи между контурной катушкой и катушкой связи; R_Гопт  -  опти­мальное сопротивление генератора, Ом, при котором достигается минимум коэффициента шума для выбранного транзистора, указы­вается в справочнике; d - собственное затухание контура.

При расчете по заданной избирательности входной цепи индук­тивность  катушки связи

 

                                                        (2.17б)

 

где   R_вх - входное  сопротивление  транзистора   1-го  каскада, Oм; d_эp –эквивалентное затухание контура, при котором достигается заданная избирательность входной цепи.

Число витков катушки связи рассчитываем по формуле

 

                                                                (2.17 в)

 

где ω_K и w_CB, L и L_CB — число витков и индуктивности контурной катушки и катушки связи соответственно; т— коэффициент транс­формации.

Контурную катушку рекомендуется наматывать для длинно­волнового диапазона проводом ПЭВ диаметром 0,1—0,12 мм (в не­сколько слоев на каркасе), для средневолнового — литцендратом ЛЭ 6х0,06 или ЛЭ 9х0,07 (в один слой; виток к витку), для коротковолнового — проводом ПЭВ или медным посеребренным проводом диаметром 0,35—0,5 мм с шагом 1—2 мм. Катушку связи наматывают проводом ПЭЛШО диаметром 0,12—0,14 мм.

5. Найти действующую высоту магнитной антенны (в метрах) по формуле

 

                                                                       (2.18)

 

где λ - длина волны, в м; w_K - число витков контурной катушки; S - площадь одного витка катушки, S=πD² , в м²; μ_д - действующая магнитная проницаемость сердечника; d_эp - эквивалентное затуха­ние нагруженного контура антенны.

6. Определить напряженность поля, необходимую для создания на входе 1-го каскада напряжения необходимой величины:

 

Е = U_вх/т h_д.                                                                                   (2.19)

 

Избирательность входной цепи с магнитной антенной по сосед­нему и дополнительным каналам, полоса пропускания, коэффициент передачи входной цепи, коэффициент шума 1-го каскада рас­считывается так же, как для обычной одноконтурной входной цепи (без учета расстройки и затухания, вносимых подключением внеш­ней антенны).

 

Практическое занятие №3  Входные цепи приемника с настроенной антенной

 

3.1 Требования к выбору связи контура с антенной

 

Рассмотрим входную цепь приемника с настроенной антенной. При настроенных   антеннах   метровых   волн обычно применяются одноконтурные  входные  цепи.   В  профессиональных  приемниках длинных, средних и коротких волн используются также и двухконтурные входные цепи.

         При выборе связи контура с антенной надо учитывать следующее. При настроенных антеннах, параметры которых в эксплуатации мало меняются, можно применять сильную связь контура с антенной. Это обеспечивает большой коэффициент передачи   входной цепи. Наибольший коэффициент передачи достигается при согласовании входной цепи с антенной.

Согласование обеспечивает режим бегущей волны в фидерной линии, соединяющей входную цепь приемника с настроенной ан­тенной, и применяется при профессиональном радиоприеме на ма­гистральных линиях связи в диапазоне KB, при приеме на метровых волнах, а также в специальных приемных устройствах СВ и ДВ диапазона (например, в некоторых панорамных приемниках).

Рисунок 3.1 – Схема входной цепи с индуктивной (трансформаторной) связью с на­строенной антенной

 

При работе с настроенными антеннами наиболее распростране­ны следующие виды связи входной цепи с антенной: трансформа­торная (рис. 3.1), автотрансформаторная (рис. 3.2) и внутриемкостная (с последовательной индуктивностью (рис. 3.3).

Первый вид используется при симметричном фидере, осталь­ные два — при несимметричном.

Трансформаторная связь применяется на частотах не выше 150 МГц, так как на больших частотах трудно получить необходи­мый коэффициент связи между катушками (индуктивности малы, а связь требуется для согласования сильная).

 

Рисунок 3.2 – Схема входной цепи с индуктивной (автотрансформаторной) связью с настроенной антенной и транзистором

При этом можно про­стыми средствами обеспечить симметричный вход приемника и сог­ласование с фидером при переменной настройке контура. 1-й кас­кад приемника имеет несимметричный вход. Поэтому между катуш­кой L входного контура и катушкой связи L_cba устанавливается простатический экран, который устраняет емкостную связь между ними, приводящую к нарушению симметрии антенной цепи (антенный эффект фидера). Заземление средней точки катушки  L_cba позволяет избежать накопления зарядов атмосферного элек­тричества на проводах антенны и фидера, которые создают помехи радиоприему.

 

Рисунок 3.3 – Схема входной цепи с внутриемкостной связью с настроенной антенной и входом УРЧ (схема с по­следовательной индуктивностью)

 

Автотрансформаторная связь применяется на частотах до 350 МГц и только при сильной связи с антенной. При внутриемкостной связи полная емкость контура оказывает­ся меньше, чем при обычном параллельном включении индуктив­ности из-за того, что в этом случае конденсатор контура включен последовательно (а не параллельно) емкости 1-го каскада приемни­ка. Это позволяет настраивать контур на более высокие частоты и улучшает его показатели. Такой вид связи применяется на часто­тах от 200 до 500 МГц и, как правило, используется на фиксиро­ванной частоте с подстройкой индуктивностью. Остальные виды связи применяются в диапазонных приемниках и в приемниках на фиксированные частоты.

 

3.2 Методика расчета одноконтурной ВЦ приемника трансформаторной или автотрансформаторной связью с настроенной антенной (рис. 3.1 и 3.2)

 

1.     Выбрать полную емкость схемы по таблице 3.1.

2.     Выбрать собственное затухание контура по табл. 3.2.

3.                 Вычислить коэффициенты включения фидера m_а  и входа УРЧ m_вx для согласования при заданном d_эр контура входной цепи:

 

                                                                    (3.1)

Таблица 3.1

f0,  МГц	0,3	0,3—1,5	1,5—6	6—30	30—100	>100
Ссх, пФ	500—300	300—200	200—100	100—50	50—15	<15

 

Таблица 3.2

Диапазон волн	ДВ	СВ	KB	MB
d	0,02—0,0125	0,0125—0,008	0,006—0,005	0,01—0,005

 

 

                                                          (3.2)

 

где W_ф — волновое сопротивление фидера.

4. Рассчитать емкость контура

 

С_к = C_сх –C_L– (C_M + С_вх),                                                             (3.3)

                                                                  

 

где C_L ≈ З пФ — паразитная емкость катушки контура.

5. Найти индуктивность контура

 

L = 2,53 · 10⁴/C_сх                                                                         (3.4)

 

6. Определить индуктивность катушки связи

 

                                                                                   (3.5)

 

7. Для снижения паразитной емкости между L_cba и L коэффи­циент связи между ними, обеспечивая согласование, должен быть наименьшим. Вычислить минимальный коэффициент связи, при котором   обеспечивается   согласование:

 

                                                              (3.6)

 

8. Рассчитать коэффициент пе­редачи напряжения   входной цепи

 

К_0вц = L_ф K_0с,                                                                                          (3.7)

                                            

где  L_ф — коэффициент передачи фидера, определяемый из рис. 3.4 по произведению β_ф l_ф (β_Ф — за­тухание в фидере, дБ/м; l_ф — дли­на фидера, м); К_0с—коэффициент передачи входной цепи при согласовании, равный

 

К_0с = 0,5                                                         (3.8)

Рисунок 3.4 – Зависимость L_ф от β_ф l_ф

 

Затем находят избирательность по дополнительным каналам приема теми  же способами, что и для схемы входной цепи с комбинированной связью с антенной и индуктивной связью с транзистором.

 

3.3 Методика расчета одноконтурной ВЦ с внутриемкостной связью с настроенной антенной (рис. 3.5)

 

 

Рисунок 3.5  – Схема входной цепи с внутриемкостной связью с настроенной антенной и входом УРЧ (схема с по­следовательной индуктивностью)

 

1. Вычислить  коэффициент трансформации, обеспечивающий сог­ласование сопротивления фидера и входного сопротивления УРЧ:

 

                                                                             (3.9)

 

2. Выбрать С₂, учитывая, что с ростом С₂ L уменьшается и может стать нереализуемой. Однако с уменьшением С₂ увеличивается вли­яние разброса С_вх на настройку контура входной цепи,

3. Рассчитать С₁

 

С₁ = (С₂ + С_вх + С_м) /                                                               (3.10)

                                                                

4. Рассчитать полную емкость схемы

 

С_сх = C_L + C₁ (С₂+ С_вх + С_м) / (С₁ + С₂ + C_вх + С_м).                         (3.11)

                                 

5. Найти  индуктивность контура

 

L = 2,53 · 10⁴/C_сх                                                                        (3.12)

 

где  L измерено в микрогенри, С_сх— в пикофарадах и — в мегагерцах. Если при расчете получим L ≤ 0,05 мкГ, то надо умень­шить С₂ или использовать транзистор с меньшей С_вх,

6. Определить коэффициент передачи в режиме согласования

 

К_{0 вц} =  L_ф К_0с                                                                                  (3.13)

                                                                         

где  L_ф — коэффициент передачи фидера, рассчитываемый так же, как и для входной цепи с трансформаторной связью, К_0с — коэффицнент передачи собственно входной цепи, при согласовании и при g_K ≈ 0 равный

 

К_ос ≈0,5                                                                           (3.14)

                                                                                        

7. По рисунку 3.4 найти  L_ф

8. Вычислить  получаемое затухание входного контура

 

d_э=                                                        (3.15)

 

При d_э < d_эp рекомендуется подключать шунтирующее сопро­тивление параллельно С₂, при  d_э > d_эp следует увеличить число контуров   преселектора.

9. Проверить избирательность по дополнительным каналам при­ема теми же способами, что и для схемы входной цепи с комбинированной связью с антенной и индуктивной связью с транзистором.

 

3.4 Методика расчета двухконтурной цепи диапазонного прием­ника с ненастроенной антенной (рис. 3.6)

 

Связь между контурами выбирается из следующих соображе­ний. При настройке контуров изменением емкости затухание их остается почти постоянным и полоса пропускания П = f₀d ли­нейно растет с увеличением частоты. Для сохранения постоянства полосы пропускания пары связанных контуров рекомендуется уменьшать коэффициент связи k_св между ними при увеличении час­тоты. Внутриемкостная связь слишком уменьшает k_св:

 

 k_св= С_к /С_св1=1/ С_св1                                                                                                                (3.16)

 

где   С_к  и L — емкость и индуктивность контура; С_св1 — емкость связи и ω₀— резонансная частота.

Поэтому обычно используют комбинированную связь (рис. 9), сочетая внутриемкостную связь с индуктивной или внешнеемкостной, которые компенсируют избыточное уменьшение коэффициен­та внутриемкостной  связи.

 

Рисунок 3.6 – Схемы двухконтурных  входных цепей с комбинированной связью между контурами и с антенной

 

 

Практическое занятие №4  Входные цепи приемников дециметрового диапазона

 

4.1 Общие требования к входным цепям приемников дециметрового диапазона

 

В дециметровом диапазоне волн применяются коаксиальные и полосковые резонансные линии. В большинстве схем входных цепей приемников встречаются  параллельные резонансные контуры.

Поэтому основными типами контуров являются четвертьволно­вый отрезок замкнутой или полуволновый отрезок разомкнутой линии. Входное сопротивление таких линий при настройке в резонанс имеет большую величину и является чисто активным. При расстройке в ту или другую сторону от резонанса входное сопро­тивление уменьшается и приобретает емкостной или индуктивный характер. Как известно, именно так изменяется вблизи резонанс­ной частоты полное сопротивление параллельного колебательного контура.

Резонансные линии, работающие в качестве колебательного контура, обладают высокой добротностью, величина которой может доходить до нескольких тысяч, причем с повышением частоты доб­ротность увеличивается.

 Для уменьшения габаритных размеров высокочастотных бло­ков геометрическая длина линии выбирается меньшей, чем электри­ческая, определяемая длиной волны принимаемого сигнала. Для удлинения линии к ее концу подключается конденсатор, предназ­наченный для перестройки контура по диапазону, или совокуп­ность переменного и подстроенного конденсаторов (рис. 4.1, а).

Пе­рестройка контура может также осуществляться (рис. 4.1, б) за счет перемещения короткозамыкающего плунжера из положения 1(f₀ = f_{0 max}) в положение 2 (f₀ = f_{0 min}).

 

Рисунок  4.1 – Схема входной цепи с перестройкой конденсатором переменной ем­кости (а), индуктивностью (б) и электрическим плунжером, образованным переменным конденсатором на конце полуволновой линии (в)

 

Практическая реализа­ция этого метода перестройки сопряжена с трудностями создания долговечного и надежного трущегося контакта плунжера с коакси­альной линией. Короткозамкнутый плунжер можно создать элек­трическим путем, используя переменный конденсатор С_к, подклю­ченный к концу укороченной полуволновой линии (рис. 4.1, в). При минимальном значении его емкости C_{к mln} обеспечивается ре­жим короткого замыкания в точке 1. В этом положении (так же как в схеме рис. 4.1, б) резонансная частота контура максимальна (f₀ = f_{0 max}). Если же постепенно увеличивать емкость С_к, то точ­ка эквивалентного короткого замыкания будет перемещаться вниз, достигая положения 2 при С_{к max}. В этом положении контур настроен на минимальную частоту диапазона f₀ = f_{0 min}.

Контур с перестройкой конденсатором в конце полуволновой линии обладает некоторыми преимуществами перед контуром с пе­рестройкой конденсатором в начале четвертьволновой линии. Во-первых, при разных требованиях к коэффициенту перекрытия но диапазону k_пд = f_{0 max} / f_{0 min}  в схеме рис. 4.1,в требуется кон­денсатор с меньшей максимальной емкостью, а следовательно, и меньшими габаритами, чем в схеме рис. 4.1,а.

Во-вторых, в этой схеме конденсатор можно конструктивно расположить вдали от уси­лительного прибора, что существенно облегчает компоновку вход­ной цепи. В верхней части диапазона коэффициент передачи по на­пряжению и емкости конденсаторов настройки для линий обоих типов примерно одинаковы, но в нижней части диапазона полувол­новая линия имеет более высокий коэффициент передачи. Итак, полуволновые линии позволяют получить более качественные ха­рактеристики блока СВЧ в целом, однако иногда предпочтительнее применить четвертьволновые линии, так как это позволяет умень­шить габаритные размеры блока.

Функцию конденсатора переменной емкости может выполнять полупроводниковый прибор (например, варикап), емкость р—п-перехода которого изменяется в зависимости от приложенного на­пряжения. Такой способ настройки называют электронным.

 

Рисунок 4.2 – Схема двухконтурной вход­ной цепи

 

Связь контура входной цепи с антенной и с входом 1-го каскада приемника может осуществляться по трансформаторной, емкост­ной или автотрансформаторной схемам. При использовании сис­темы из двух связанных контуров для связи между ними исполь­зуют отверстия связи в экранирующей перегородке, которые в за­висимости от их расположения могут быть эквивалентны либо ин­дуктивной, либо емкостной связи.

Во входной цепи, в которой колебательный контур образован короткозамкнутым четвертьволновым отрезком линии l и конден­саторами С_к~ и С_п (рис. 4.3), антенный ввод подключается к контуру с помощью петли связи L_свA. Эмиттерная цепь транзистора связана с входным контуром петлей связи L_{CB BX}. Входная цепь перестраивается в заданном диапазоне частот конденсатором С_к~

Рисунок 4.3 – Схема входной цепи, выпол­ненная на короткозамкнутом четверть­волновом отрезке линии

 

4.2 Методика расчета одноконтурной входной цепи

 

Расчет схемы (рис. 4.3, 4.4) следует вести для средней резонансной частоты диапазона

 

f_0ср = (f_{0 min} + f_{0 mах})/2,                                                                        (4.1)

                                         

а затем проверить основные показатели на крайних частотах.

Вначале выбирают тип линии (коаксиальная или полосковая). Затем из конструктивных соображений выбирают размеры линии, материал подложки и по соответствующим формулам рассчитыва­ют волновое сопротивление линии W. Обычно волновое сопротивление принимают равным 50—100 Ом. Электрическую длину линии k₀ l для средней частоты диапазона рассчитывают из ус­ловия k₀ l = 2π= 40...60°.

Из условия настройки входной цепи в резонанс с частотой f₀ рассчитывают емкость С_а

 

С₀ = 1/2 π f ₀ W tg (k₀ l ).                                                                    (4.2)

                                               

При этом

 

С₀ = С_к~ + С_п + С_в²_х                                                                         (4.3)

                                        

 

(рис. 4.4), где  С_в²_х = С_вх—входная емкость 1-го каскада приемника, пересчитанная к входным зажимам линии (т_вх = U_вх/U — коэффициент трансформации).

Рисунок 4.4 – Эквивалентная схема одноконтурной входной цепи

 

Эквивалентная проводимость контура входной цепи на резонан­сной частоте равна

G_экв = G₀ +  g_A +g_вх                                                                 (4.4)

 

где G₀ — резонансная проводимость ненагруженного контура, рас­считывается в зависимости от типа выбранного резонатора по со­ответствующим формулам;  = U₁/U;  g_A = 1/R_a.

Эквивалентное  затухание   контура   определяется   собственным затуханием  контура  и затуханиями,  вносимыми  в контур из ан­тенной цепи и со стороны 1-го каскада приемника:

 

 d_э = d + d_A + d_BX = G_э ρ,                                                                   (4.5)

 

где  d_A =  g_a ρ ; d_BX = g_вх ρ; ρ = 1/ω₀С₀

Коэффициент передачи входной цепи по напряжению на резонан­сной частоте равен

 

                                                                  (4.6)

 

Коэффициент трансформации,   необходимый  для  согласования с  источником сигнала (антенной), определяем по формуле

 

                                                                (4.7)

 

Резонансный коэффициент передачи при согласовании

 

                                                                           (4.8)

 

Эквивалентное затухание контура при согласовании

 

d_эс = 2ρ (G₀ +  g_вх).                                                                     (4.9)

 

Полоса пропускания одноконтурной входной цепи

 

П = d_эf₀.                                                                                          (4.10)

 

Избирательность по зеркальному каналу равна

 

Se_3K ≈                                                                      (4.11)

1.     Найти характеристическое сопротивление контура ρ = 1/ω₀С₀.

2.     Рассчитать эквивалентное затухание контура (4.10).

3.                 Рассчитать эквивалентную проводимость контура входной цепи (4.5).

4.                 Рассчитать коэффициент трансформации для заданной полосы пропускания в режиме согласования (4.9).

5.                 Рассчитать  для согласования нагрузки с антенной.

6.                 Рассчитать коэффициент передачи входной цепи при согласовании (4.8).

7.                 Найти емкость подстроечного конденсатора (4.3).

8.                 Определить избирательность по зеркальному каналу (4.11).

 

4.3 Методика расчета одноконтурной входной цепи с широкополосным П-образным контуром

 

Рисунок 4.5 – Схема входной цепи с ши­рокополосным П-образным контуром

На рис. 4.5 сигнал поступает в широкополосный П-образный контур с параметрами L С С₀, включенный в эмиттерную цепь тран­зистора УРЧ. Индуктивность контура L образована отрезком l полуволновой полосковой линии. Контур настроен на среднюю частоту принимаемого диапазона. Между вводом антенны и П-образным контуром включен трансформатор (Тр), согласующий волновое сопротивление фидера (300 Ом) с входным сопротивлени­ем приемника (75 Ом) (рис. 4.6).

К коаксиальной линии с волновым сопротивлением W=75Ом подключены два отрезка кабеля без потерь с волновым сопротивлением W _ф = 2W = 150 Ом; причем один из отрезков на  λ₀/2 длиннее другого. По более длинному отрезку колебания при­ходят в точку В на полпериода позже чем по более короткому отрезку в точку А. Таким образом, сдвиг фаз в точках А и В 180°, а это идентично симметричному генератору напряжения. Так как для трансформатора используется кабель без потерь, то между точ­кой А и шасси, а также между точкой В и шасси напряжения оди­наковые  и равные напряжению в точке D коаксиального кабеля, т. е. напряжение между точками А и В удвоено по отношению к на­пряжению в точке D. Отсутствие усиления мощности (Р_вх = Р_вых) эквивалентно тому, что сопротивление генератора между точками А и В увеличивается в четыре раза (4 · 75 = 300 Ом):

.

 

Рисунок  4.6 – Схема согласующего транс­форматора.

 

 

Рисунок 4.7 – Эквивалентная схема входной цепи с широкополосным

П-образным контуром

 

Таково же действие согласующего трансформатора в обратном направлении. В эквивалентной схеме рассматриваемой входной цепи (рис. 4.7) антенно-фидерная система заменена генератором тока I_А с проводимостью g_A.

Параметры 1-го каскада приемника, пересчитанные ко входным зажимам линии, обозначены g_вx и С_вх. Входную цепь рассчитывают для средней частоты принимаемого ди­апазона. Пренебрегая собственными потерями в линии, для режима согласования необходимо   выполнить следующее условие:

 

g_вx sin ² (kl) = g_A sin ² (l₁– l) k,                                                            (4.12)

 

где k = 2π, a l и l₁ — длины соответствующих участков линии, обозначенных на рис. 4.7. Электрическую длину линии kl обычно выбирают в пределах 20...40°. Из этого условия определим длину l. Тогда для выполнения условия согласования (4.12) необ­ходимо,   чтобы

 

                                                     (4.13)

 

Волновое сопротивление линии W обычно выбирают равным 50... 100 Ом, чтобы получить приемлемые размеры линии.

Чтобы настроить входную цепь на резонансную частоту f₀, сле­дует выполнить два условия:

 

1/ω₀ (С₀ + С_вх) = W tg kl,      1/ ω₀ С =  W tg [k (l₁–l)],                          (4.14)

                           

 

с помощью которых можно рассчитать  емкости   конденсаторов С и С₀.

Входная проводимость 1-го каскада, пересчитанная в последо­вательное сопротивление линии и отнесенная ко входным зажи­мам линии, равна

 

r_вх = W² g_вx tg k l.                                                                                (4.15)

                                                      

В режиме согласования полное активное сопротивление линии с учетом потерь, вносимых из антенной цепи, будет в два раза боль­ше: r_э = 2r_вх. Поэтому эквивалентное затухание контура входной цепи в режиме согласования

 

                                                    (4.16)                                                        

 

Полоса пропускания контура входной цепи

 

П = d_эf₀.                                                                                          (4.17)

 

Ослабление по зеркальному каналу

 

Se_3K ≈20 lg [ ]                                                          (4.18)

Коэффициент передачи в режиме согласования

 

                                                                      (4.19)

 

Для снижения эквивалентного затухания контура входной цепи применяют неполное включение 1-го каскада ко входу линии (рис. 4.8), при котором коэффициент трансформации равен

 

m_вх ≈ C_l / (С₁ + С₂ + С_вх).                                                                   (4.20)

 

В этом случае в формулах (4.13) — (4.16) g_вx нужно заменить на .  А в формуле (4.15)  величину  С₀ + С_вх — на С₁ (С_вх + С₂)/ (С₁ + С₂ + С_вх). При этом  коэффициент   передачи в режиме согласования

 

                                                                       (4.21)

 

 

Рисунок 4.8 – Схема неполного включения  1-го каскада ко входу линии

 

1.  Определить среднюю частоту   диапазона (4.1.)

2.   Выбрать  электрическую длину отрезка линии (на частоте f_0ср); Электрическую длину линии обычно выбирают в пределах 20...40°. Тогда l=λ₀/12 (при kl=30°).

3.  Для выполнения условия согласования рассчитать  длину линии (4.13).

4.  Из условия настройки контура в резонанс определить емкости конденсаторов (4.14).

5.  Определить эквивалентное затухание контура входной цепи (4.16).

6. Найти полосу пропускания (4.17).

7. Определить ослабление помехи зеркального канала (4.18).

8. Определить емкость конденсатора С₀ =(С₀+С_вх) – С_вх.

9. Рассчитать коэффициент передачи входной цепи (4.19).

 

Практическое занятие №5   Расчет усилителей радиочастоты

 

5.1 Выбор активных элементов

 

Если тип транзистора для УРЧ не задан, то для однотранзисторных каскадов надо выбрать транзисторы (микросхемы) с

 

f_Y21 ≥ 3f_0max                                                                                             (5.1)

                                   

где f_Y21 — граничная частота крутизны характеристики в схеме с ОЭ, при которой Y₂₁ падает до 0,7 от своего низкочастотного зна­чения, а  f_0max — максимальная частота принимаемых сигналов. При выполнении этого неравенства большинство параметров тран­зисторов (микросхем) мало зависит от частоты, благодаря чему удается получить хорошее постоянство характеристик УРЧ в диа­пазоне частот.

При использовании каскaдных схем в УРЧ достаточно иметь

 

f_Y21 ≥ 2f_0max                                                                                                (5.2)

 

Если в паспортных данных на ИС (транзистор) указан коэффи­циент шума (или он известен проектировщику из данных расчетов или экспериментов), то из отобранных по частотным свойствам типов микросхем (транзисторов) выбирают ту, для которой выполняется неравенство

 

N_ИС ≤ N_УРЧ                                                                                                                                                        (5.3)

 

где  N_ИС — коэффициент шума ИС (транзистора),   a   N_УРЧ — максимально  допустимый  коэффициент  шума   УРЧ.

Для обеспечения наилучших конструктивно-эксплуатационных характеристик УРЧ, среди ИС (транзисторов), удовлетворяющих приведенным условиям, следует выбрать тот тип, который имеет наименьшие стоимость, мощность источника питания и температурную нестабильность.

 

5.2  Расчет элементов, обеспечивающих режим  УРЧ

 

Выбираем режим УП, причем если не предъявляются специаль­ные требования (например, снижения потребляемой мощности пи­тания или снижения уровня собственных шумов), то желательно использовать типовой режим, указанный в паспортных или справоч­ных данных. После этого рассчитываем элементы схемы питания, обеспечивающие  режим   УП.

При схеме питания от одного источника, показанной на рис.5.1, которая обеспечивает термостабилизацию режима по постоянному току и параметров транзисторов в пределах от –40° С до + 60° С, расчет ведется в следующей последовательности.

1. Определяется изменение обратного тока коллектора

 

                                                                  (5.4)

 

для германиевых транзисторов,

 

                                                                  (5.5)

 

для кремниевых транзисторов, где   — обратный ток коллек­тора  при  температуре  Т₀ = 293 К.

2. Находится  тепловое смещение напряжения базы

 

                                                                             (5.6)

где  γ = 1,8  мВ/К.

 

Рисунок 5.1 – Схема УРЧ с ОЭ на дискретных элементах с последовательным пи­танием

 

3.     Рассчитывается необходимая нестабильность коллекторного тока

 

                                                                       (5.7)

 

4. Вычислить сопротивления  резисторов

 

R_Э = [ΔU_ЭБ + (10…20) ΔI_КБ0 / g₁₁] / ΔI_K                                                                               (5.8)                                                                           

R_ф= [(Е_П  – U_КЭ ) / I_К ] –  R_Э                                                                (5.9)

 

где  U_КЭ — напряжение на коллекторе в рабочей точке (если полу­чим R_ф ≤ 0, то нужно увеличить Е_П);

 

R_Д2 = (10…20) Е_П / g₁₁ R_Э I_K                                                                                                        (5.10)

 

R_Д1 = (10…20) Е_П / g₁₁(Е_П –  R_Э I_K )                                                                                       (5.11)

 

4.     Подсчитать емкости конденсаторов:

 

С_б = С_э = 500/ω₀R_Э                                                                                 (5.12)

 

С_ф = 50/ω₀R_ф                                                                                                                                             (5.13)

                                                                                                                                       

При исключении из цепей питания каскада, реализованного по схеме на рис.5.1, конденсатора С_б (при параллельной подаче напряжения смещения на базу транзистора) уменьшается число де­талей, но растет входная проводимость каскада на величину (1/R_д1) + (1 /R_д2).

Рисунок 5.2 – Схема УРЧ с ОЭ с питанием от двух источников

 

При схеме питания от двух источников (рис.5.2), которая обеспечивает термостабилизацию режима и параметров транзистора в пределах температур от –60 до + 60° С , расчет следует вести в следующей последовательности.

1. Находим изменение обратного тока коллектора согласно (5.4) или (5.5).

2. Находим тепловое смещение напряжения  базы согласно (5.6).

3. Рассчитываем нестабильность коллекторного тока согласно (5.7).

4. Вычисляем сопротивление резистора

 

R_Э = ΔU_ЭБ / (ΔI_K  – ΔI_КБ0)                                                                                                                (5.14)

Если согласно (5.14) получим R_э < 0, следует увеличить ΔI_K  или использовать   транзистор   с   меньшим  ΔI_КБ0.

5. Рассчитываем напряжение источника    

                         

 Е_П = R_Э I_КБ0 +                                                                                              (5.15)

 

где  находится   по статическим  характеристикам в  исходном режиме.

          6. Определяем сопротивление резистора

 

R_ф= [(Е_П1 + Е_П2 – U_КЭ ) / I_К ] –  R_Э                                                         (5.16)

 

При    R_ф < 0  увеличиваем  Е_П1.

7. Вычисляем С_э и С_ф согласно (5.12) и (5.13).

 

При каскадной схеме рис.5.3 расчет элементов схемы пита­ния аналогичен расчету схемы рис.5.1. При каскадной схеме рис.5.4 -  расчет следует вести в следующей последовательности.

Рисунок 5.3 – Каскадная схема УРЧ типа ОЭ—ОБ на дискретных элементах с па­раллельным питанием транзисторов

 

1. Полагая, что транзисторы Т1 и Т'2 одинаковы, вычислить ΔI_КБ0 и ΔU_ЭБ  согласно (5.4) — (5.6).

2. Найти ΔI_К согласно (5.7) и R_Э согласно (5.8).

3. Определить сопротивление резистора R_ф

 

 R_ф= [(Е_П  – 2 U_КЭ ) / I_К ] –  R_Э                                                            (5.17)

 

4. Рассчитать сопротивления резисторов

 

R₁ = R₀R_ЭI_K /E_П                                                                               (5.18)

 

Рисунок  5. 4 – Каскадная схема УРЧ типа ОЭ—ОБ на дискретных элементах с последовательным питанием транзисторов

 

                                                                                   

R₂ = R₀U_КЭ /E_П                                                                                                                                         (5.19)

                                                                                        

R₃ = R₀ – R₁ – R₂                                                                                  (5.20)

                                                                                    

где   R₀ = (10– 20)                                         (5.21)

                                              

5. Вычислить  емкости   конденсаторов

 

С_ф =  500/ω₀R_ф                                                                                        (5.22)    

                                                                        

С_Э = С₃ = С₄ = 500/ω₀R_Э                                                                                                                  (5.23)                                                                                                          

 

Последовательное питание каскадной схемы согласно рис. 5.4, уменьшает  число деталей,  но увеличивает потребное напряжение источника   питания.

Если в качестве УП используется ИС, то обычно сопротивление резистора R_Э, служащее для термостабилизации, задается. Если это сопротивленне не задано,  то его нужно определить и в остальном расчет вести, как описано ранее.

При использовании   в   качестве   УП   полевых   транзисторов с р-n-затвором также необходимо стабилизировать режим  по постоянному току, так как полевые транзисторы, подобно биполярным, имеют большой разброс параметров и сильную их зависимость от окружающей  температуры.

Чтобы обеспечить малую зависимость параметров транзистора от температуры в любом выбранном режиме, используют термостабили­зацию с помощью цепи отрицательной обратной связи по постоянно­му току истока (рис. 5.5).

 

Рисунок 5.5 – Схема УРЧ с ОИ

 

Для хорошей термостабилизации с по­мощью этой цепи сопротивление резистора R_и, включаемого в цепь истока, должно быть значительным. Для обеспечения нормального режима в этом случае в цепь затвора подается дополнительное на­пряжение прямого смещения U, компенсирующее избыточное на­пряжение обратного смещения, возникающее на резисторе R_и. В этом случае ток стока можно определить по формуле

 

I_{С нач} = (I_{С mах} + S_начU)/(1 + S_нач R_и),                                                     (5.24)

 

где  I_{С mах} — ток в режиме насыщения при U_ЗИ = 0; S_нач — кру­тизна транзистора, измеренная  при  U_ЗИ = 0.

При достаточно больших  R_и и U ток стока I_Снач стремится к постоянной величине  I_Снач →U/R_и и не зависит от температуры. При U >> I_{С mах} / S_нач ,  ток стока будет достаточно стабилизирован­ным и S_нач можно считать  постоянной.

 

5.3 Порядок расчета одноконтурных каскадов УРЧ

 

Исходными данными для проектирования и расчета каскада УРЧ, которые получаются при составлении структурной схемы приемни­ка,  являются:

— способ настройки контуров и граничные частоты диапазона f_0min  и f_0max (или граничные частоты поддиапазонов в многодиапа­зонных   приемниках);

— эквивалентные затухания d_эp и d_{эp п} контура каскада, которые обеспечивают требуемое ослабление зеркального канала Se_3K на f_0max и допустимое ослабление Sе_np на краях полосы приемника П на f_0min;

—  требуемый   коэффициент   устойчивости   k_у = 0,9;

— допустимый   коэффициент   шума   N_УРЧ;

—  коэффициент  усиления  по  номинальной   мощности  К_{Р УРЧ};

—  собственное затухание контура каскада d;

—  напряжение  источника   питания   Е_П;

— допустимые изменения показателей каскада при перестройке по диапазону.

1.     Сначала выбираем схему каскада с ОЭ или ОИ.

2.                 Затем выбираем тип транзистора, имеющего f_Y21 ≥ 3f_0max, что позволяет получить слабую зависимость  характеристик   каскада   от  частоты.

3. Определяем параметры выбранного транзистора согласно следующим указаниям.

Точные значения Y-параметров можно получить, пользуясь справочными данными, графическими данными или Internet. Одновременно находим параметры транзистора сле­дующего каскада УРЧ или смесителя.

4. Выбираем схему питания рис. 5.1 или 5.2 и рассчитываем ее элементы по формулам (5.4) — (5.13) или (5.4) — (5.16).

5.   Выбираем блок конденсаторов настройки с параметрами С_{к мин}  и  С_{к мах}.

6. Выбираем индуктивность контура L равной вычисленной для входной цепи.

7. Выбираем коэффициент подключения контура к транзистору (рис. 5.10) в  пределах

 

т₁ = 0,2 ... 1.                                                                                   (5.25)

                                                                                        

При этом нужно учитывать, что при переключении приемника на более коротковолновый поддиапазон скачком уменьшается L. В результате резко уменьшается эквивалентное сопротивление кон­тура и, следовательно, уменьшается коэффициент усиления УРЧ. Чтобы выровнять усиление приемника по диапазону, нужно мини­мальное значение т₁ выбирать на низкочастотном поддиапазоне. На остальных поддиапазонах т₁ следует выбирать так, чтобы выпол­нять условие

 

.                                                                        (5.26)

 

где   - коэффициенты    усиления    УРЧ на максимальных частотах  (i + 1)-го и  i-ro поддиапазонов.

8. Вычисляем коэффициент подключения т_23K по формуле (5.27).

Полоса пропускания каскада П будет наименьшей при f_0тin, а ослабление зеркального канала Se_3K будет наименьшим при f_0тах. Поэтому если при составлении структурной схемы определено требуемое эквивалентное затухание контура d_эр, то выбираем т₂ из условия      

                

т₂ ≤ т_2ЗК =                              (5.27)

 

 

Рисунок 5.6 – Эквивалентная схема каскада УРЧ:

g_вх1 — активная входная проводимость каскада с учетом элементов схемы, включенных во входную цепь УП;  С_вх1 — входная емкость каскада;  g_вх2. С_вх2—входные    активные  проводимость и  емкость следующего каскада:   Y_ос — проводимость  цепи внутренней  обратной  связи;  g_к,  L_к,  С  — активная  проводимость,  индуктивность  и  емкость  контура; C_l — паразитная емкость катушки контура  (10-20 пФ для многослойных и 3-5 пФ для однослойных  катушек); т₁ и  т₂ — коэффициенты  включения  контура    со стороны УП и со стороны  входа  следующего каскада;  L₁ и  L₂— индуктивности  катушки  между  соответствующими отводами и землей.

 

                                  

Если каскад УРЧ должен обеспечить только полосу пропускания не менее П, то т₂ можно выбрать из условия

 

т₂ ≥ т_2П =                               (5.28)

 

Если каскад УРЧ должен одновременно обеспечить полосу про­пускания П и ослабление зеркального канала Se_3K, то т₂ рекомен­дуется выбирать  из  условия

 

т_2П  ≤ т₂  ≤ т_2ЗК.                                                                            (5.29)

 

Если условие (5.29) выполнить не удается, то нужно изменить требования к П и Se_3K каскада и повторить расчет согласно (5.27) — (5.29).

Если каскад УРЧ должен обеспечить только наибольшее усиле­ние, то следует использовать режим согласования  на средней частоте f₀ = 0,5 (f_{0 max} + f_{0 mln}), т. е.  получить на этой частоте

 

m_1c g_вых = g_к + .                                                                   (5.30)

 

При   этом  эквивалентное  затухание  контура

 

,                      (5.31)

 

где С_э — эквивалентная   емкость   контура.   Отсюда   получаем

 

m_1c =                                                                               (5.32)

                                                                                 

m_2c =                                                   (5.33)

 

Эквивалентная   емкость   контура  определяется  выражением  С_э=1/ω₀L.

9. Теперь можно подсчитать резонансный коэффициент усиления каскада УРЧ на максимальной частоте поддиапазона   по формуле

 

К₀ =  |Y₂₁|m₁m₂ ω_0maxL/d_эр                                                                   (5.34)

                                                                        

 

где d_эp = d + ω_0maxL .

10. Сравним К₀, полученный из (5.34), с К_уст

 

К_уст ≈ 0,45                                                                          (5.35)

 

Если окажется, что  К₀ < К_уст, то можно перейти к вычислению емкости подстроечного  конденсатора С_п (рис.5.6) с помощью формулы

 

                                        (5.36)

 

где — минимальная  емкость   контура   каскада;  — минимальная    емкость    конденсатора    настройки;  С_вых = С₂₂ + С_м — выходная емкость каскада с ОЭ или ОИ; C_вx = С₁₁ + С_м — входная емкость следующего каскада; С_м = 3 ... 5 пФ — емкость монтажа и C_L — паразитная емкость катушки, равная 3 ... 5 пФ для простой и 10 ... 20 пФ для многослойной намотки.

Если получим С_п < 0, следует изменить т₂ или т₁. Если окажется, что К_уст < К₀ < (2 ... 3) К_уст, то, уменьшая т₁ или т₂, можно снизить К₀ до величины

 

т₁ т₂ = К_уст d_эp / |Y₂₁|  ω_0maxL                                                               (5.37)

                                                                     

После этого нужно проверить соответствие т₁ и т₂ условиям (5.29) и  (5.30).

11.   Далее необходимо   найти   эквивалентное   затухание   каскада d_эрmin  на частоте f_{0 min}:

 

d_{эр min} = d + 2π f_{0 min} L                                            (5.38)

                                                 

При  d_{эр min} < d_{эр п} рекомендуется уменьшить d_{эр п}, увеличивая число контуров преселектора или Se_np (уменьшая Se_пп).

После этого следует рассчитать ослабление Se_мк сигналов меша­ющих каналов по формуле

 

Se_мк = ,

 

где  - обобщенная расстройка для мешающего канала;  f_мк — частота мешающего канала; f₀ — частота настройки контура каскада, ближайшая к f_мк; d_эр — эквивалент­ное затухание каскада на частоте f₀.

 

                               а)                                                      б)

 

Рисунок 5.7 – Эквивалентные схемы  входной   цепи   каскадов   УРЧ   с   ОЭ   (а) и ОИ (б)

 

12. Затем определяем коэффициент шума каскада N, пользуясь эк­вивалентной схемой входной цепи каскада резонансного усилителя с ОЭ (рис. 5.7, а).

При настройке входного контура на частоту сигнала /₀

(5.39)

 

где  G_Ш ≈ 20 I_к (1 – α₀) / α₀                                                                                                                         (5.40)

                                                                                                                                  

— эквивалентная шумовая проводимость транзистора;

R_Ш ≈ 20 I_к  / |Y₂₁|²                                                                                                                                   (5.41)

                                                                                                                                             

— эквивалентное шумовое сопротивление транзистора; — параметры и ток коллектора транзистора; — пересчитанные ко входу транзистора активные проводимости источника сигнала и входного контура.

Выражение (5.39) получено   в предположении, что   G_Ш r'₆ << 1. Если источником сигнала  является  настроенная антенна  (в 1-м каскаде приемника), то входную цепь следует согласовать с ней для обеспечения режима бегущей волны в фидере.

При оптимальном согласовании, подбирая т_1вх и т_2вх можно снизить коэффициент шума до величины

 

(5.42а)

 

где

 (5.42б)

Для этого надо брать

 

  и  

 

Если условие (5.42,б) не выполняется, то оптимальное согласование невозможно.   При  этом  выбираем m_{2вх с}= 1   и  m _{1вх с} =, если g_c ≥ g₁₁ (что обычно имеет место). Если g_c < g₁₁ то выбираем т_{1вх с} = 1, а согласование обеспечиваем, выбирая m_{2вх с} =. При   таком   согласовании   получаем

 

                         (5.43)                         

 

Наименьший коэффициент шума можно реализовать в режиме оптимального рассогласования.   При этом

 

                                       (5.44)

 

где  .

 

Для обеспечения такого режима надо выбирать m _{2вх рс} = 1 и

 

m _{1вх рс} =, если g_c ≥  или  т_{1вх рс} = 1, m_2вхрс=, если g_c < g_сопт .

При выборе  т₂ и т₁ 2-го и последующего каскадов можно подсчи­тать N по формуле (5.39).

Коэффициент усиления по номинальной мощности каскада с 0Э необходимый для подсчета N многокаскадных УРЧ, определим по формуле

 

К_Р = | Y21|²/4g₁₁ g₂₂(1–2d/d_эр) .                                                         (5.45)

                                                              

в режиме согласования на выходе каскада.

Для входной цепи каскада резонансного усилителя с ОИ (рис. 5.7, б) при настройке входного контура на частоту сигнала f₀

 

N =  1  +                               (5.46)

                                     

где g_зи = 0,12 (ω₀С_зи)/g₂₁.                        

В режиме согласования при m_1вхс = и m_2вхс = 1  получаем коэффициент шума

 

 N_c =  1  +                              (5.47)

 

В режиме оптимального   рассогласования   коэффициент шума  достигает минимального значения

 

N_pc = 1 + 2R_Ш                                                                         (5.48)

                                                                             

где g_{c опт} = (g_к + g₁₁).

Для обеспечения такого режима надо выбрать  m_2вхрс = 1  и m _{1вх рс} =. Если окажется, что К₀ > (2 ... 3) К_уст, то нужно перейти к каскадной схеме ОЭ—ОБ или ОИ—03, выбрав транзисторы согласно (5.2). Затем находим параметры транзисто­ров по Y-параметрам.

Если выбирается схема цепей питания, аналогичная показанной на рис.5.3, то перерасчета элементов цепей питания не требуется; если же выбирается схема, аналогичная показанной на рис.4, то нужно произвести перерасчет согласно (5.14) — (5.23).

Выбор блока конденсаторов и катушки индуктивности L ведет­ся так же, как описано ранее, а расчет т₁ и т₂ выполняем согласно (5.29) — (5.37).

13. Резонансный коэффициент усиления каскадной схемы

 

К_{0 кс} = К₀₁К₀₂ = |Y₂₁|₁|Y₂₁|₂m₁m₂ω_0maxL/d_эр g_вх2                                                         (5.49а)

                                                                  

где К_о1 и  К₀₂ — коэффициенты  усиления   1-го и  2-го каскада; g_вх2 — входная проводимость 2-го каскада. В схемах с двумя оди­наковыми транзисторами (g_вх2 ≈ |Y₂₁|).

 

К_{0 кс}  ≈ |Y₂₁|m₁m₂ω_0maxL/d_эр                                                                                                           (5.49б)

                                                                                          

Затем сравниваем К_0кс, полученный из (49а) или (49б), с К_{кс уст}, подсчитанным согласно формуле

 

К_{кс уст} ≈ 0,45 |Y₂₁|/            (5.50)

               

При К_{0 кс}> К_{кс уст} рекомендуется снизить К_0кс до К_{кс уст} уменьшая т₂, или лучше т₁. При этом нужно проверить соответствие коэффициента подключения т_2п условию  (5.29).

14. Емкость подстроечного конденсатора равна

 

 С _min =  С_{сх min} — С_{к min} — С_вых — С_вх — C_L                                  (5.51)

                                           

где С_вых = C₁₂ + С_м — выходная    емкость    каскада    с   ОЭ—ОБ или ОИ—ОЗ.

15.  Вычисляем d_{эр min} на f_{0 min} и сравниваем его с d_{эр п}.

16. Рассчитываем  коэффициент шума  каскадной  схемы  в  режиме согласования   на  входе  1-го транзистора

 

                 (5.52)

 

При отсутствии этого согласования коэффициент шума подсчиты­ваем по формуле

 

= N₁ + (N₂ – 1)/K_р1                                                                   (5.53)

 

где  N₁ и N₂ — коэффициенты шума соответственно 1-го и 2-го кас­кадов; К_р1 — коэффициент усиления по номинальной мощности 1-го транзистора   (5.45).

Коэффициентом шума каскадов, следующих за 1-м, можно пре­небречь.

 

5.4 Методика расчета  УРЧ дециметрового диапазона

 

Транзисторы, применяемые в УРЧ приемников дециметровых волн, должны иметь хорошие усилительные свойства, небольшой коэффициент шума и малую емкость обратной связи между выход­ной и входной цепями. Граничные частоты транзисторов должны превышать максимальные частоты усиливаемых сигналов, т. е. вы­браны согласно (5.3).

Транзисторы в таких УРЧ обычно включают по схеме с ОБ. Это объясняется тем, что в схеме с ОЭ с ростом частоты быстро падает коэффициент устойчивого уси­ления каскада. В схеме с ОБ коэффициент устойчивого уси­ления каскада падает медлен­нее и на дециметровых вол­нах оказывается большим, чем в каскаде с ОЭ. Кроме того, в схеме с ОБ данный транзистор можно использовать на более высоких частотах, чем в схеме с ОЭ, так как граничная часто­та усиления по току в схеме с ОБ выше, чем в схеме с ОЭ.

В то же время   нужно учи­тывать, что уровень шумов ка­скада с ОБ больше, а коэффициент усиления по мощности  мень­ше, чем каскада с ОЭ. Однако с ростом частоты коэффициент шума каскада с ОЭ растет быстрее, чем каскада с ОБ.

Нагрузкой усилительного каскада может быть одиночный кон­тур или пара связанных контуров (рис. 5.8). Функ­цию индуктивности выполняет отрезок коаксиальной, полосковой или микрополосковой линии с распределенными постоянными. От­резок линии берется короткозамкнутый четвертьволновый (рис. 5.8) или разомкнутый полуволновый.

 

Рисунок 5.8 – Схема УРЧ с парой связанных контуров на отрезках четвертьволновых линий

 

        

Настройка контуров производится с помощью конденсатора пе­ременной емкости, функцию которого может выполнять полупровод­никовый диод (варикап). Связь между контурами осуществляется c помощью петли связи L_св1 или отверстия связи 1 в перегородке между камерами, в которых расположены контуры (рис. 5.8).

Рассмотрим эквивалентную схему усилительного каскада с оди­ночным контуром в коллекторной цепи (рис. 5.9). Суммарная емкость  контура С₀ =  С_22б  +С_к + С_вх                                         

Рисунок 5.9 – Эквивалентная    схема одноконтурного УРЧ

 

Характеристическое сопротивление   контура   равно

 

.                                      (5.54)

 

Условие настройки контура на частоту f₀ для короткозамкнутого отрезка четвертьволновой линии с волновым сопротивлением W

 

.                                                                       (5.55)

 

что эквивалентно   индуктивности  контура

 

                                                                           (5.56)

Эквивалентное затухание контура равно

 

                                                                       (5.57)

 

где   ; d_gвх — собственное   затухание контура.

Полоса пропускания контура на уровне отсчета 3 дБ

 

П = d_э f₀.                                                                                         (5.58)

                                                                                             

Эквивалентная  проводимость контура на резонансной частоте

 

                                                 (5.59)

 

Коэффициент   усиления  каскада по напряжению

К₀ = m₁m₂|Y_21б| / G_э                                                                         (5.60)

 

Работу усилителя можно считать устойчивой, если G_f /G_f0 ≥ k_y или ΔG ≤ (1—k_У)G_f0. Преобразуя последнее выражение, полу­чаем формулу для коэффициента устойчивого усиления схемы (при расчетах можно принимать k_y = 0,8 ... 0,9):

    (5.61)

Ослабление  зеркального  канала,  даваемое  каскадом,

 

Se_3K = .                                    (5.62)

 

Для каскада УРЧ с парой связанных контуров в коллекторной цепи  характеристические сопротивления контуров равны

 

 ;                            (5.63)

                                

При настройке   контуров в резонанс на частоту f₀

 

;   

 

откуда следует

 

;                                        (5.64)

                                  

Эквивалентное затухание  контуров

 

;                                        (5.65)

                                    

 

Полоса пропускания каскада на уровне отсчета 3 дБ

 

П =                     (5.66)

                              

 

где  β – параметр связи  и β_кр = .

Эквивалентные проводимости  контуров

;                  (5.67)

                       

Коэффициент устойчивого усиления каскада равен 

 

                                                  (5.68)                                                      

 

Коэффициент устойчивого усиления с некоторым запасом рассчитывается   по формуле  (5.61).  

Ослабление зеркального канала

 

  (5.69)          

 

Коэффициент шума каскада с ОБ   

             

         (5.70)             

где ; ; R_Ш и G_Ш определяются из соотношений (5.41) и (5.40).

Коэффициент шума достигает минимального значения при оптимальной величине проводимости источника сигнала

 

                            (5.71)                                  

 

Tребуемое значение g_{и опт} можно получить с помощью коэффициентов трансформации m₁₍₁₎ либо m₂₍₁₎, которые будут соответственно равны

 

;    

 

При этом значение коэффициента шума рассчитывается по формуле

 

 

Коэффициент передачи усиления по номинальной мощности кас­када с ОБ, в общем случае равен

 

                                        (5.72)                                          

 

а в режиме согласования на входе

                                                                        (5.73)                                                   

 

Для задачи пятого варианта расчет следует вести в следующей последовательности:

1.                 Если эквивалентная емкость контуров не задана,  выбрать самим, исходя из С₀₁=С₀₂=С_0.

2.                 Определить характеристические сопротивления контуров, исходя из ρ1=ρ2= ρ=1/ω₀С.

3.                 Рассчитать длину отрезков линий из условий настройки контуров на частоту f₀ для l₁= l₂ = l (5.64).

4.                 Определить эквивалентные затухания контуров из условия получения заданной полосы (5.66). Принять d_э1 = d_э2 = d_э; β_кр = 1.

5.                 Определить эквивалентную проводимость контура (5.67).

6.                 Определить коэффициенты включения контуров (5.67).

7.                 Рассчитать коэффициент усиления УРЧ (5.68).

8.                 Определить коэффициент устойчивого усиления (5.61) и сравнить К_уст и К_0.

9.                 Для реализации коэффициентов включения контуров m₁  и m₂  определить расстояние от замкнутого конца линии до точек подключения транзисторов.

10.             Избирательность УРЧ по зеркальному каналу найти по формуле (5.69).

11.            Рассчитать коэффициент шума усилителя (5.70).

12.            Рассчитать коэффициент усиления по номинальной мощности в режиме согласования  (5.73).

 

Практическое занятие №6    Расчет усилителей промежуточной частоты (УПЧ)

 

6.1 Расчет УПЧ с эдектрическими фильтрами сосредоточенной избирательности

 

Вместо УПЧ с распределенной избирательностью можно использовать УПЧ с фильтром сосредо­точенной избирательности (ФСИ).  При этом УПЧ содержит каскад с ФСИ, который обеспечивает требуемую избирательность, и ряд апе­риодических или слабоизбирательных каскадов, создающих не­обходимое усиление по промежуточной частоте. ФСИ включают на выходе транзисторного преобразователя частоты или на выходе одного из первых каскадов УПЧ, следующих за диодным смесителем.

Исходными данными для ра­счета каскада с электрическим ФСИ являются:

—   номинальное значение промежуточной  частоты f_п;

—  полоса   пропускания П;

—  расстройка, соответствую­щая  соседнему   каналу,   Δf_ск;

—  ослабление сигнала соседнего канала,  требуемое от ФСИ, Se_{ск n};

—  ослабление  сигнала   на   границе  полосы  пропускания   Se_n;

— параметры усилительного транзистора g₂₂, C₂₂ и |Y₂₁| или транзисторного смесителя g_22nч, С_22пч и |Y_21пч |;

— входная проводимость g₁₁ и входная емкость С₁₁ транзистора следующего  каскада.

В радиоприемных устройствах фильтры образованы каскадным включе­нием элементарных звеньев, представленных на рис. 6.1. В качестве характеристик элементарного звена вводятся частоты среза f₁ и f₂. Для фильтров типа Ш₄ верх­няя частота среза f₂ есть резонансная частота параллельного кон­тура, образованного индуктивностью 2L₂ и емкостью С₂/2. Если к этому контуру дополнительно подключить емкость 2С₁, то резо­нансная частота полученного контура будет равна нижней частоте среза f₁.

Таким образом, расчет ФСИ должен сводиться к нахождению частот среза и числа элементарных звеньев, при которых фильтр удовлетворяет предъявленным к нему требованиям.

Рисунок 6.1 – Элементарное звено фильтра типа III₄

 

6.2   Расчет параметров ФСИ

 

Для расчета ФСИ можно использовать семейство обобщенных резонансных кривых, показанных на рис.6.2. По оси абсцисс отложена относительная расстройка у₁ = 2Δf / (f₂ — f₁), соответ­ствующая абсолютной расстройке Δf, Se₁ — ослабление, созда­ваемое одним звеном. Кривые построены для различных значений па­раметра  η = 2f_n d/(f₂ — f₁), где d — собственное затухание конту­ров ФСИ. Последовательность расчета:

1. Определяют  величину                                                  (6.1)

задаваясь значением  d = 0,0025 ... 0,005.

2. Задаются числом звеньев п. В качестве начального приближения целесообразно выбрать п = 4.

 

Рисунок 6.2 – Обобщенные    резонансные кривые ФСИ3

 

Определяют ослабление на границе полосы П, создаваемое одним звеном:

 

Se_п1 = Se_п /n.                                                                                      (6.2)

 

4. По графикам рис. 6.3 находят параметр χ.

 

Рисунок 6.3 – Графики   для     определения коэффициента χ

 

5. Определяют разность  частот среза

Δf_ср = f₂ — f₁ = П / χ                                                                                  (6.3)

 

6. Вычисляют  вспомогательные значения у₁ при Δf = Δf_ск  и   параметр

η = χ η*.

7. С помощью обобщенных резонансных кривых (рис.6.2) находят ослабле­ние соседнего канала Se_ск1,  обеспечиваемое одним звеном.

8. Определяют общее расчетное ослабление фильтра на частоте соседнего   канала

 

Se_{cк ф} = nSe_скl — ΔSe,                                                                         (6.4)

                                                                               

где ΔSe – ухудшение   избирательности   из-за   рассогласования фильтра с источником сигнала и нагрузкой. Величиной ΔSe зада­ются в пределах 3...6 дБ.

9. Сравнивают расчетное ослабление Se_{cк ф} с требуемым Se_{ск п}. В зависимости от соотношения между Se_{ск ф} и Se_{ск п} возможны три случая:

а)  Se_{ск п} = Se_{ск ф}. Фильтр обладает требуемой избиратель­ностью. Значения п и Δf_ср являются окончательными и исполь­зуются далее для расчета элементов звеньев и коэффициента пере­дачи ФСИ.

б)  Se_{ск n} > Se_{ск ф}. Фильтр не обеспечивает требуемую изби­рательность по соседнему каналу. Следует повторить расчет, уве­личив п на единицу. В общем случае может потребоваться несколь­ко подобных шагов вычислений. Значения п и Δf_ср, полученные на последнем шаге (при выполнении условия Se_{ск n} ≤ Se_{ск ф}), яв­ляются  окончательными.

в)  Se_{ск п} < Se_{ск ф}. Фильтр обеспечивает избирательность не хуже требуемой. Однако следует проверить возможность уменьшения числа звеньев. С этой целью вычисления повторяют, последовательно уменьшая п на единицу. На последнем шаге условие  Se_{ск n} ≤ Se_{ск ф} должно нарушиться. В качестве окончательных значений п и Δf_ср принимают результаты предпоследнего шага вычислений.

 

6.3 Расчет элементов звеньев и параметров каскада с ФСИ

 

10. Задаются величиной номинального характеристического сопро­тивления фильтра   W₀ = 1 ... 50 кОм.

С точки зрения увеличения коэффициента усиления каскада с ФСИ целесообразно выбирать W₀ из условия W₀g₂₂ ≥ 1. Однако при больших значениях W₀ возникают трудности реализации ем­кости С₁, особенно на высоких частотах. Поэтому значение W₀ ограничивают: произведение W₀ в килоомах на f_п в мегагерцах не должно превышать 100.

11.             Вычисляют коэффициенты трансформации соответственно для первого и последнего контуров ФСИ:

 

m₁ = 1                           при   W₀ g₂₂ < 1

            при   W₀ g₂₂ ≥ 1

                                                                                                             (6.5)

m₂ = 1                           при   W₀ g₁₁ < 1

            при   W₀ g₁₁ ≥ 1

 

Если W₀ g₂₂ < 1, то для   согласования   фильтра   с   коллекторной цепью параллельно входу фильтра включают шунтирующий резистор  с проводимостью

 

g_шн1 = (1 – W₀ g₂₂)/ W₀.                                                                      (6.6)

 

Как правило, в качестве шунта используют коллекторный резистор в цепи питания транзистора.

Если W₀ g₁₁ < 1, то шунтирующий резистор включают и на вы­ходе фильтра (в базовой цепи). Проводимость шунта рассчитывают по формуле

 

g_шн2 = (1 – W₀ g₁₁)/ W₀.                                                                      (6.7)

 

Рисунок 6.4 – Принципиальная схема каскада с трехзвенным фильтром сосредото­ченной избирательности

 

12. Рассчитывают элементы, образующие звенья фильтра (рис. 6.4):

 

                                                (6.8)

 

При индуктивной связи ФСИ с коллекторной или базовой цепью рассчитывают индуктивности катушек связи

 

L_св = L₁ (m_тр/k_св)²,                                                                              (6.9)

                                                                                   

где m_тр — соответствующий коэффициент трансформации; значе­нием коэффициента связи k_св задаются в пределах 0,7 ... 0,9.

13. Определяют коэффициент передачи К_пф по графикам рис. 6.5

14. Рассчитывают коэффициент усиления каскада, нагруженного на ФСИ:

 

К_0ф = 0,5т₁т₂ | Y₂₁ | W₀K_{n ф}.                                                             (6.10)

                                                                    

Если ФСИ является нагрузкой преобразователя частоты, то выра­жения (6.5), (6.6) вместо g₂₂ подставляют g_22пч, а в (10) вместо |Y₂₁ | подставляют |Y_21пч |.

 

Рисунок 6.5 – Графики для оп­ределения коэффициента пе­редачи ФСИ

 

При составлении принципиальной схемы ФСИ следует помнить, что число звеньев п равно числу емкостей С₁ и на единицу меньше числа   параллельных   контуров.

 

Практическое занятие №7    Расчет параметров балансного смесителя (БС)

 

Основными параметрами БС являются: потери преобразования L_BC, шумовое отношение n_БС, выходное сопротивление r_БC, коэф­фициент подавления шума гетеродина S_Ш и нормированный коэффи­циент шума F_БCнорм. Эти параметры, за исключением S_Ш, характе­ризуют БС как линейный шумящий четырехполюсник и имеют тот же смысл, что и соответствующие параметры диода L_прб, п_ш, r_{вых СД}, F_норм .

Исходными данными при расчете параметров БС являются пара­метры смесительных диодов L_прб, п_ш, r_{вых СД} и параметры СВЧ моста: его потери L_М и разбаланс — амплитудный δ и фазовый Δθ. В качестве параметров диодов для инженерных расчетов можно использовать их паспортные параметры, указанные в спра­вочниках и табл. 7.1 [10].  Потери и разбаланс амплитуд СВЧ моста определяют по формулам (3.66), (3.68), (3.70), графику рис. 3.31 и "численным данным на с. 139, 141[10].   

Обычно на сантиметровых волнах потери мостов различных типов лежат в пределах L_M ≈ 0,1...0,3 дБ, на миллиметровых волнах L_M ≈ 0,2...0,5 дБ (верх­ний предел в основном соответствует коротковолновой части диапа­зона). Разбаланс амплитуд в зависимости от полосы П_раб обычно не превосходит  δ ≤ ±0,2...0,4  дБ, а разбаланс фаз для  значений П_раб/f₀ ≤ 5; 10 и 20% можно принять соответственно равным Δθ= ± 1...2,   +3...5  и   ±5...7°.

При расчете параметров БС предполагают, что нагрузки его входных плеч (источники колебаний Р_с и Р_г) согласованы, а входной импеданс УПЧ с выходной емкостью БС настроены в резонанс, т. е. результирующая нагрузка БС по промежуточной частоте активна (R_пч).

В схемах БС диоды и, следовательно, их выходные сопротивления r_{вых СД 1,2} включены по промежуточной частоте параллельно друг другу,  поэтому  

 

.                                                                               (7.1)

 

Разброс сопротивлений r_выхСД  у различных образцов диодов в пределах одного типа, как видно из таблицы 7.1[10], весьма велик. В по­добранных парах диодов он значительно меньше и у промышленно выпускаемых парных диодов обычно равен (r_{выхСД 1}— r_выхСД2) ≤ ±30 Ом, т. е.

 

.                                                                       (7.2)

 

В большинстве практических случаев потери преобразования БС, нормированные к потерям преобразования одного из диодов, равны

 

                                                       (7.3)

где L' = L_{прб 1}/ L_{прб 2} ; r' = r_{вых сд 1}/r_{вых сд 2} (при принятых здесь обозначениях L', г' нормирование следует производить по отноше­нию к диоду Д2). У промышленно выпускаемых для БС парных дио­дов величина L' ≤ 0,5 дБ, т. е. L' ≤ 1,12.

Например, при использовании пары диодов типа ЗА111Б, у которой L_{npб l} = 5 дБ, L_{npб 2} = 4,5 дБ, L' = 0,5 дБ, r_{вых сд min} =300 Ом, r' = 1+ 30/300= 1,1.

Согласно (7.26) [10] находим L_БС = 2 · 1,12·(1 + 1,1)/(1 + )² = 1,06 (0,26 дБ).

Тогда L_БС =LБС+ Lпрб2. Выражаем эти величины в децибелах, получаем L´_БС=0,26+4,5=4,76 дБ.

Таким образом, при использовании подобранных пар диодов, у которых отношение потерь преобразования L' ≤ 0,5 дБ, а отношение выходных сопротивлений удовлетворяет соотношению (7.25) [10], потери преобразования БС приблизительно равны среднему значению потерь преобразования диодов, выраженных в децибелах. При расчете величины L_БС на основе максимальных значений L_{прб max} приведенных в табл. 7.1[10] или в справочниках, следует принять L_{БС max}=L_{прб max}

Коэффициент подавления шума гетеродина балансного смесителя можно записать в виде

 

                                                                           (7.4)

 

где Р_сс, Р_сг — равные мощности сигналов, поочередно подводимые соответственно к сигнальному и гетеродинному входам БС, (Р_пч)_сс, (Р_пч)_сг— обусловленные ими мощности промежуточной частоты на выходе БС.

Практически коэффициент подавления S_ш рассчитывают по формуле

 

,                                                           (7.5)

 

где δ — разбаланс амплитуд СВЧ моста, а произведение δL`r` характеризует разбаланс амплитуд балансного смесителя. Зависимость, рассчитанная по формуле (7.5), приведена на рисунке 7.1. Например, для условий предыдущего примера, полагая δ= 0,3 дБ, определяем δL`r`[дБ] = δ[дБ] + L' [дБ] + 10 Lgr` = 0,3 + 0,5 + 0,4 = 1,2 дБ и по рис. 7.1 находим S_ш ≈ 24 дБ.

Рассмотрим шумовые характеристики БС. Шумовое отношение БС в большинстве практических случаев равно

 

n_бс=n_шср=(n_ш1+n_ш2)/2.                                                                               (7.6)

 

При расчете величины n_бс на основе максимальных значений n_{ш max} приведенных в табл. 7.1[10] или справочниках, следует принять n_{бс max} = _{nш max}. Как видно из табл. 7.1[10], для диодов с барьером Шоттки (ДБШ) шумовое отношение в качестве паспортного параметра не указывается. Для этих диодов величину n_ш можно определить с помощью формулы (7.20) [10] на основе данных по L_прб и F_норм, приведенных в этой таблице или в справочнике [10], и затем принять n_бс ≈ n_ш. Таким образом можно найти, например, для диодов 3А111Б, АА112Б, АА113А значения n_ш =1,0; 0,85; 1,0 соответственно.

Шум гетеродина, преобразованный в шум промежуточной частоты, увеличивает результирующий выходной шум БС.

Мощность гетеродина Р_г, которую требуется подвести ко входу БС, зависит от выбранного типа диодов. Существует оптимальное значение Р_{г опт}, при котором N_БС.n достигает минимума. При работе с f_пр > 1 МГц и использовании точечно-контактных диодов (ТКД) оптимальная мощность гетеродина, которую необходимо подвести к каждому диоду БС, равна Р_{г опт} = 0,6... 1 мВт.

 

 

Рисунок 7.1 - Зависимость коэффициента подавления шума гетеродина БС от разбаланса амплитуд

 

При использовании арсенидногаллиевых ДБШ без положительного смещения Р_{г опт} = 2...4 мВт, с положительным смещением U₀ = 0,3...0,6 В значение Р_{г опт} уменьшается в 2...3 раза [10]. Необходимую мощность на гетеродинном входе БС вычисляют по формуле

 

Р_Г=2·L_M·P_{г опт},                                                                                      (7.8)

 

где L_M – потери СВЧ моста.

 

7.1 Методика расчета БС

 

Рассчитаем параметры микрополоскового БС 3-сантиметрового диапазона волн.

Исходные данные: λ₀= 3,2 см (f₀= 9375 МГц), относительная полоса рабочих частот П_раб/f₀=6%, коэффициент шума N_БС ≤8 дБ. Промежуточная частота f_пр= 30 МГц. Волновое сопротивление подводящих линий W = 50 Ом.

Определяем разброс параметров диодов в паре. Для проектируемого БС полагаем диоды подобранными в пары с разбросом r_{вых сд} согласно формуле (7.2), т. е. r' = 1 + 30/440 ≈ 1,07, и разбросом L_прб, при котором L' = 0,5 дБ.

Находим r_{БС ср} = 0,5r_{вых СД ср}= 270 Ом и принимаем L_{БС max}=L_прбmax = 6дБ, п_БС ≈n_ш= 0,85.

Рассчитываем величину δL`r`(дБ) = 0,12 + 0,5 + 10 lg 1,07= 0,92 дБ и по графику рисунка 7.1 определяем коэффициент подавления шума гетеродина S_ш = 26 дБ.

Находим необходимую мощность гетеродина на входе БС по формуле (7.8), полагая оптимальную мощность гетеродина равной паспортной (Р_{г опт} = 3 мВт):

 

Р_г = 2· 3 = 6 мВт.

 

Определяем шумовое отношение гетеродина

 

n_го=ant lg (m_a/10)/10³kT₀ = ant lg (—160/10)/(10³·4· 10^-21)=25;

n_г=25· 6 = 150.

 

Рассчитываем коэффициент шума:

 

N_{БС п} =4(0,85 + 150/4 · 400 + 1,58 — 1) = 6,09 = 7,84 дБ.

 

Рассчитаем микрополосковый БС АПЧ для импульсного радиолокационного приемника 3-сантиметрового диапазона.

Выбираем смесительные диоды и определяем их параметры по табл. 7.1[10]. Обычно в смесителях сигнала и АПЧ используют один н тот же тип диодов (но различных групп по величине F_норм, если они имеются) с целью унификации схемы и конструкции обоих смесителей. В данном случае отсутствуют диоды АА112 с большей, чем у диодов АА112Б, величиной F_норм [10]. Поэтому в БС АПЧ применим те же диоды АА112Б (в парном подборе).

Диоды АА112Б представляют собой ДБШ и имеют L_npб < 6 дБ, r_выхсд = 440...640 Ом (табл. 7.1) [10].

Выбираем согласно рабочие уровни мощностей гетерой дина Р_г = 9 мВт и сигнала Р_с =10Р_г = 10·9 = 90 мВт.

Определяем r_{БС ср} = (440 + 640)/2·2=270 Ом и выбираем сопротивление нагрузки БС АПЧ  равным R_р =3 r_{БС ср} = 3· 270 = 810 Ом.

Рассчитываем потери преобразования малого сигнала, принимая L_БС= L_{прб mах} = 6 дБ:

 

 

По графику рис. 7.23 для Рг = 9 мВт и Рс = 90 мВт находим, откуда рассчитываем выходное напряжение БС АПЧ:.

Импульсный сигнал Рс для БС АПЧ ответвляют из тракта передатчика РЛС с помощью предельных или направленных ответвителей, которые на сантиметровых и миллиметровых волнах являются волноводными устройствами. Микрополосковые направленные ответвители (см. § 3.4) для этих целей можно использовать только в маломощных РЛС. Предельный ответвитель имеет простейшую конструкцию, минимальные габариты и поэтому получил распространение, особенно в малогабаритных бортовых РЛС.

 

 

Практическое занятие №8    Расчет детекторов

 

8.1 Расчет амплитудного детектора

 

В транзисторных приемниках для детектирования непрерывных амплитудно-модулированных (AM) сигналов используют диодные и транзисторные детекторы. Диодные полупроводниковые детекторы могут иметь как последовательные (рис. 9.1, а), так и параллельные схемы включения (рис. 9.1, б). Предпочтительны последовательные детекторы, имеющие относительно большое входное сопротивление.

 

 

 

 

 

Рисунок 8.1 – Последовательная и параллельная схемы АД

 

Параллельные детекторы применяют лишь тогда, когда контур последнего каскада УПЧ находится под напряжением питания и сиг­нал на детектор передается через разделительный конденсатор. Обычно диодные полупроводниковые детекторы работают в режиме линейного детектирования при входном напряжении сигналов U_{д вх} = 0,5…1 В. Здесь рассмотрим именно такой режим.

При расчете детектора исходными являются:

- промежуточная частота f_u;

- напряжение несущей на входе детектора U_{д вх};

- эквивалентная проводимость контуров последнего каскада УПЧ G_n

- максимальный коэффициент модуляции m_mах (обычно пола­гают m_max ≈ 0,8);

- диапазон модулирующих частот от F_min до F_max и коэф­фициенты М_н и М_в частотных искажений на этих частотах (обычно 1,05...1,2);

- допустимое эквивалентное затухание d_э последнего контура УПЧ;

- коэффициент фильтрации k_ф - 0,01...0,02,

Приведем последовательность расчета.

Выбирают германиевые или кремниевые диоды с малым внутрен­ним сопротивлением R_i малой емкостью С_д и большим обратным сопротивлением R_обр (например, Д2Б, Д9Б, Д10 и др.). Параметры некоторых типов диодов даны в приложении 1.

Определяют R_i и R_oбр выбранного диода по данным прило­жения 1.

Определяют требуемое входное сопротивление детектора

 

R_вхд ≥1/[d_э/d, - l] G_п,                                                                                  (8.1)

 

где d_э — затухание последнего контура УПЧ с учетом R_вхд; d — затухание того же контура без учета действия детектора, В узкопо­лосных УПЧ надо брать d_э/d ≤1, 2; в широкополосных УПЧ d_э должно удовлетворять требования обеспечения полосы пропуска­ния последнего каскада УПЧ.

Подсчитывают сопротивление нагрузки:

 

R_н ≈ 3R_вхд                                                                                               (8.2)

 

параллельного детектора и

 

R_н≈ 2R_вхд                                                                                              (8.3)

 

последовательного детектора или

 

R_н=2R_вхд/(1-3R_вхд /R_обр)                                                                             (8.4)

 

с учетом обратного сопротивления диода. Заметим, что формулы (8.2) - (8.4) справедливы при R_н > R_t, Если согласно (8.4) получают R_н < 200 кОм, то надо взять R_н = 200 кОм и выбрать авто­трансформаторное подключение детектора к контуру с коэффициен­том включения

 

m_д = .                                                                                   (8.5)

 

Рассчитывают эквивалентную емкость нагрузки детектора из условий отсутствия нелинейных искажений

 

С_н ≤(2_πF_max R_н m_max )                                                                (8.6)

 

и допустимых частотных искажений

 

С_н ≤ (R_н + R_iд) /( 2πF_max R_н R_iд),                                                 (8.7)

 

где  R_iд — динамическое внутреннее сопротивление детектора, оп­ределяемое из рисунка 8.2. Из значений С_н, полученных по формулам (8.6) и (8.7), выбирают меньшую величину.

Находят коэффициент передачи детектора К_д по графику рисунка 8.2.

Рассчитывают сопротивления:

 

R₂ = 0,5 (1 — m_maх) R_н +                   (8.8)

 

где R_бmax — максимально допустимое сопротивление в цепи базы следующего транзистора, и

 

R₁ = R_н - R₂                                                                                                     (8.9)

 

                                  

 

 

 

 

 

Рисунок 8.2 - Зависимость коэффициента передачи и динамического внутреннего сопротивления R_iд диодного детектора от отношения R_н/R_i

Определяют емкости конденсаторов:

 

С₂ = [(3...5)/ (2πf_nR₁)] - С_м2,                                                                  (8.10)

 

где С_м2 = 15...20 пФ — емкость монтажа входной цепи УНЧ,

 

С₁ = С_н-(3...5)/2πf_nR₁,                                                                             (8.11)

С_б ≥ l/2π F_min R_б                                                                                 (8.12)

 

Находят коэффициент фильтрации напряжения промежуточной
частоты для последовательного детектора:

 

k_ф ≈ (С_д + С_м1)/(С₁ + С_д + С_м1) [1+2 πf_n×(С₁ + С_М2) R_l],                       (8.13)

 

и для параллельного детектора:

 

k_ф ≈ С₁/ (С₁ + С_д + С_м1) [1 + 2πf_n (C₁ + С_м2) R₁],                                  (8.14)

 

где С_м1 = 2...5 пФ — емкость монтажа; С_д — емкость диода.

В переносных и карманных радиовещательных приемниках воз-
можно применение квадратичного детектирования с U_вхд ≥
 ≥ (60...80) мВ, при которых нелинейные искажения не превышают
допустимых величин. При квадратичном детектировании

 

К_д = aU²_вхд                                                                                          (8.15)

 

и при U_вхд = 60...80 мВ обычно K_д≈ 0,15.

 

8.2 Расчет транзисторного коллекторного детектора
непрерывных AM сигналов

 

Транзисторные коллекторные детекторы непрерывных AM сигналов, подобные изображенному на рисунке 8.3, применяют в переносных
и карманных радиовещательных приемниках. Их основное достоинство-возможность получения К_д > 1; недостаток - большой уровень нелинейных искажений. При расчете детектора исходные данные и требования такие же, как для диодных детекторов AM сигналов. Приведем последовательность расчета. Выбирают транзистор того же типа, что и для каскадов УПЧ.

Принимают сопротивление нагрузки в коллекторной цепи детектора

 

R_к≥ (5...10) R_{вх н},                                                                                 (8.16)

 

где R_вхн - входное сопротивление 1-го каскада УНЧ.

 

Определяют коэффициент передачи детектора

 

К_д = _│Y_21э│R_к R_{вх н} /(2,5...3,3)  (R_к + R_{вх н}) = _│Y_21э│(2,5…3,3) .              (8.17)

 

Подсчитывают емкость в цепи коллектора С_к из условий допустимых частотных искажений на верхних частотах модуляции:

 

С_к ≤ 159                                                                           (8.18)

 

где F_мах и R_э выражены в килогерцах и килоомах соответственно.

 

 

 

 

 

 

 

 

Рисунок 8.3 - Схема транзисторного детектора AM сигналов

 

Находят входные сопротивления [кОм] и емкость [пФ] детек­тора

 

R_вхд = a R_вх/[1 +(f_п в С_вх/159)² а R _вх^r _b ],                                                 (8.19)

С_вхд= в С_вх/ [1 + (f_п в С _вх^r _b /159)²] ,                                                     (8.20)

 

где f_п в мегагерцах; R_вх и r_б, в килоомах; С_вх, в пикофарадах; коэффициенты  а= 3...4, в = 0,25...0,33 при U_{д вх} = 0,1...0,15 В, причем с уменьшением U_{д вх} — а увеличивается, в — уменьшается. Выбирают сопротивление R₁ = 0,5... 1 кОм.

Рассчитывают сопротивление

 

R₂ = R₁[(10...20) Е_п- 1],                                                                      (8.21)

 

где Е_п — напряжение питания, В.

Находят значение емкости, шунтирующей R₁ :

 

С₁ ≥ 800/F_min R_l ,                                                                                      (8.22)

 

где F_min в герцах; R₁ в килоомах.

 

8.3 Расчет детектора радиоимпульсов

 

Для детектирования радиоимпульсов, т. е. для преобразования их в видеоимпульсы, используют последовательные диодные детек­торы, выполненные по схеме, приведенной на рис. 8.4.

Отрицатель­ное напряжение видеоимпульсов с выхода детектора поступает на ограничитель, в качестве которого служит 1-й каскад видео­усилителя с ОЭ. В этом каскаде сигналы ограничиваются за счет отсечки коллекторного тока. В таких детекторах используют гер­маниевые диоды.

 

 

 

 

 

 

 

 

Рисунок 8.4 - Схема последовательного диодного детектора радиоимпульсов

 

Емкость конденсатора нагрузки берут равной

 

С_н = 10 С_д - С_м = С_н - С_m                                                                       (8.23)

 

где C_м – 3...5 пФ – емкость монтажа.

Сопротивление нагрузки берут равным

 

R_н ≈ τ_с/2,3 С_н,                                                                                          (8.24)

 

где τ_с  — длительность среза видеоимпульсов.

После этого проверяют соотношение

 

R_нC_н  >> (1...2)f_п                                                                                      (8.25)

 

при невыполнении которого заметно падает К_д. После этого опре­деляют коэффициент передачи Кд и входное сопротивление R_вхд по кривым, приведенным на рисунках 8.2 и 8.5. Вычисляют длительность
фронта видеоимпульсов

 

τ_ф= 4,4 C_эR_вхдR_э/ (R_вхд + R_э),                                                                    (8.26)

 

где и С, — резонансное сопротивление и емкость последнего контура УПЧ с учетомR_вхд  в установившемся режиме.

Коэффициент передачи детектора можно повысить, увеличив сопротивление нагрузки и включив для сохранения формы импульсов схемы коррекции, ускоряющие нарастание напряжения, подобные приведенным на рис. 8.6. При этом сопротивление нагрузки должно быть равно

 

R_{н к}  = 1,65 R_н,                                                                                          (8.27)

где R_н определяется согласно (8.24) и (8.25).

 

 

 

 

 

 

 

Рисунок 8.5 - Кривые для определения входного сопротивления диодного детектора радиоимпульсов

 

Индуктивность нагрузки должна составлять

 

L_н =

 

где Q_n = 0,6 во избежание появления больших выбросов напряже­ния видеоимпульсов.

При определении k_д согласно рис. 8.2 нужно заменить R_н на R_{н к}. Для улучшения фильтрации напряжения промежуточной час­тоты служит дроссель с L_ф = 10...40 мкГ (рис. 8.4 и 8.6), настраиваемый собственной емкостью С_ф = 2...4 пФ на f_ф = (0,5...0,7)f_н.

 

 

 

 

 

 

Рисунок 8.6 –  Схема диодного детектора радиоимпульсов с цепью коррекции

 

Дроссель дает ослабление напряжения промежуточной частоты в

 

Sе_ф = (С_ф + С_вх1)/С_ф                                                                               (8.29)

 

раз, где С_вх1 - входная емкость 1-го каскада  видеоусилителя. Индуктивность дросселя должна быть равна

 

Lф =.                                                                                 (8.30)

 

Для защиты приемника от длительной немодулированной помехи должно выполняться равенство

 

С_бR_б = τ_max                                                                                          (8.31)

 

где τ_max  — максимальная длительность принимаемых импульсных сигналов.

 

8.4  Расчет пикового детектора

 

Для преобразования напряжения видеоимпульсов в напряжение постоянного тока служат пиковые детекторы, обычно параллельные (рис. 8.7). Исходными при их расчете являются:

- длительность входных видеоимпульсов т и период их следования Т_и;
- тип транзистора предшествующего каскада и сопротивление его нагрузки R_к или выходное сопротивление каскада R_{вых эп}, если                                               детектор подключен к выходу эмиттерного повторителя;

- постоянные времени заряда τ_э и  разряда τ_р конденсатора нагрузки детектора.

Порядок расчета следующий.

Выбирают диод с большим обратным сопротивлением.

Определяют емкость нагрузки детектора

 

С_н ≈ τ_э/ (R_i + R_к),                                                                                      (8.32)

 

где R_i — внутреннее сопротивление диода.

 

Рисунок 8.7 –  Схема пикового детектора

 

Рассчитывают сопротивление нагрузки

 

R_н = τ_р/С_н .                                                                                                (8.33)

 

Если по (8.33) получают R_н сравнимое с сопротивлением утеч­ки схемы, то на входе пикового детектора включают эмиттерный повторитель и определяют емкость нагрузки детектора

 

C_н ≈ τ_э(R_i + R_{вых эп})                                                                                 (8.34)

 

и сопротивление нагрузки R_н ≈τ_р/С_н                                                              (8.35)

Определяют коэффициент передачи детектора

 

 

Из (8.36) видно, что с ростом растет K_д .

 

Список литературы 

1.                 Радиоприемные устройства. Под ред. Сифорова В. И.  М., «Сов. радио», 1994. Авт.: Амиантов И. Н. ,  Антонов-Антипов Ю. Н.  Васильев В. П. и др.

2.                 Расчет радиоприемников. Под ред. Боброва Н. В.  Воениздат, 1991. Авт.: Бобров Н. В. , Максимов Г. В., Мичурин В. И.  , Николаев Д. П.

3.                 Арзуманов В. Н., Дехтярев В. С. О подавлении амплитудной модуля­ции в дробном детекторе. — «Труды ЛПИ им. М. И. Калинина», 1978, № 194.

4.                 Гуткин JI. С., Лебедев В. JI., Сифоров В. И. Радиоприемные устройст­ва. М., «Сов. радио», 1991.

5.                 Чистяков Н. И., Сидоров В. М., Мельников В. С. Радиоприемные уст­ройства. М., Связьиздат, 1998.

6.                 Калихмаи С. Г., Левин Я. М. Основы теории и расчета радиовеща­тельных приемников на полупроводниковых приборах. М., «Связь», 1989.

7.                 Лукошкин А. П. Усилители на транзисторах со стабильными фазовы­ми характеристиками. М., «Энергия», 1973.

8.                 Радиоприемные устройства. Под ред. А.П. Жуковского - М.: Высшая школа, 1999.

9.                 Радиоприемные устройства. Под ред. Н.Н. Фомина - М.: Радио и связь,2003.

10.            Проектирование радиоприемных устройств. Под ред. А.П.Сиверса – М.: Советское радио, 2003.

11.            Буга Н.Н. и др. Радиоприемные устройства: Учебник для вузов/ Н.Н.Буга, А.И. Фалько, Н.И. Чистяков; Под ред. Н.И. Чистякова. М.: Радио и связь, 1996. 320с.: ил.

12.            Радиоприемные устройства. Под ред. Л.Г. Барулина - М.: Радио и связь.

13.            Тихонов В.И. Оптимальный прием сигнала. М.: Радио и связь,1986.

14.            Радиоприемные устройства. Под ред. А.Г. Зюко - М.: Радио и связь, 1975.

15.            Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. Соколова М.: Высшая школа, 1984.

16.            Сборник задач и упражнений по курсу радиоприемных устройств. Под ред. СифороваВ.И. - М.: Радио и связь, 1984.

17.            Справочник по учебному проектированию приемно-усилительных устройств. Под ред.М.К. Белкина - Киев, Высшая школа, 1982.

18.            Кузнецов М.А., Сенина Р.С. Радиоприёмники АМ, ОМ, ЧМ сигналов. Пособие по проектированию. Изд. 4-е. СПбГУТ ст «Факультет ДВО», СПб, 2000.

19.            Алексеев Ю.П. Бытовая радиоприёмная и звуковоспроизводящая аппаратура. Справочник. – М.: Радио и связь, 1991.

20.            Калихман С.Г., Левин Я.М. Радиоприёмники на полупроводниковых приборах. Теория и расчёт. – М.: Связь, 1979.

21.            Полупроводниковые приборы. Диоды высокочастотные, диоды импульсные, оптоэлектронные приборы. Справочник / под ред. А.В.Голомедова. – М.: Радио и связь, 1988.

22.            Шапиро Д.Н. Расчёт каскадов транзисторных радиоприёмников. – Л.: Энергия, 1968.

 

  

Содержание 

Выбор средств обеспечения избирательности приемника	3
Входные цепи приемника с ненастроенной антенной	8
Входные цепи приемника с настроенной антенной Входные цепи приемников дециметрового диапазона	15 22
Расчет усилителей радиочастоты	30
Расчет усилителей промежуточной частоты (УПЧ)	47
Расчет параметров балансного смесителя (БС)	52
Расчет детекторов	57
Список литературы	66