Некоммерческое акционерное общество

АЛМАТИНСКИЙ ИНСТИТУТ ЭНЕРГЕТИКИ И СВЯЗИ

Кафедра телекоммуникационных систем

 

РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА

 

Методические указания для проведения практических занятий

для студентов специальности 050719 –

Радиотехника, электроника и телекоммуникации всех форм обучения

 

СОСТАВИТЕЛИ: Н.Н. Гладышева, Л.П. Клочковская. Радиопередающие устройства. Методические указания должны быть использованы для проведения практических работ для студентов всех форм обучения специальности 050719 – Радиотехника, электроника и телекоммуникации. – Алматы: АИЭС, 2008. – 32 с.  

Представлены методические указания для проведения практических занятий, в котором приведены примеры расчетов различных вариантов цепей коррекции, согласования и фильтрации, расчеты амплитудно-частотных характеристик высокочастотных усилительных каскадов передающих устройств.

Содержание

Введение. 4

1..... Проектирование выходных цепей коррекции, согласования и фильтрации  5

1.1.. Выходная согласующая цепь широкополосного усилителя. 5

1.2.. Выходные согласующие трансформаторы широкополосных усилителей мощности  7

1.3.. Выходные согласующие трансформаторы полосовых усилителей мощности  9

1.4.. Фильтры высших гармонических составляющих полосовых усилителей мощности  17

2..... Проектирование цепей формирования амплитудно-частотных характеристик сверхширокополосных усилительных каскадов. 18

2.1.. Метод параметрического синтеза мощных усилительных каскадов с корректирующими цепями. 19

2.2.. Проектирование каскадов с корректирующей цепью второго порядка. 22

2.3.. Проектирование каскадов с корректирующей цепью третьего порядка. 24

2.4.. Проектирование каскадов с заданным наклоном амплитудно-частотной характеристики. 27

Список литературы.. 30

Приложение А.. 31

Введение

В данном методическом пособии впервые систематически изложены вопросы схемотехнической реализации и расчета наиболее известных и эффективных схемных решений построения отдельных узлов сверхширокополосных и полосовых усилителей мощности метрового и дециметрового диапазонов волн: цепей коррекции, согласования фильтрации и формирования амплитудно-частотных характеристик усилительных каскадов.

1  Проектирование выходных цепей коррекции, согласования и фильтрации

Построение согласующе-фильтрующих устройств высокочас­тотных усилителей мощности радиопередатчиков основано на ис­пользовании выходных согласующих цепей, широкополосных трансформаторов импедансов на ферритах, полосовых трансфор­маторов импедансов, выполненных в виде фильтров нижних частот и полосовых фильтров, фильтрующих устройств, в качестве которых чаще всего используются фильтры Чебышева и Кауэра.

1.1 Выходная согласующая цепь широкополосного усилителя

При проектировании широкополосных передатчиков малой и средней мощности основной целью применения выходной согласу­ющей цепи усилителя этого передатчика является требование реа­лизации постоянной в заданной полосе рабочих частот величины ощущаемого сопротивления нагрузки внутреннего генератора транзистора выходного каскада. Это необходимо для обеспечения идентичности режимов работы транзистора на разных частотах за­данного диапазона, что позволяет отдавать в нагрузку независимое от частоты требуемое значение выходной мощности.

Поставленная цель достигается включением выходной емкости транзистора выходного каскада в фильтр нижних частот, исполь­зуемый в качестве выходной согласующей цепи. Принципиа­льная схема усилительного каскада с выходной согласующей це­пью приведена на рисунке 1.1, эквивалентная схема включения вы­ходной согласующей цепи по переменному току – на рисунке 1.2, где L2, С5 – элементы выходной согласующей цепи, Z_ощ – ощущае­мое сопротивление нагрузки внутреннего генератора транзистора выходного каскада.

При работе усилителя без выходной согласующей цепи модуль коэффициента отражения |S_ос| ощущаемого сопротивления нагруз­ки внутреннего генератора транзистора равен:

                                                                     (1.1)

где    ω – текущая круговая частота.

В этом случае относительные потери выходной мощности, обу­словленные наличием С_вых, составляют величину:

                                                     (1.2)

где    Р_{вых max}(ω) – максимальное значение выходной мощности на частоте ω при условии равенства нулю С_вых;

Р_вых(ω) – максимальное значение выходной мощности на час­тоте со при наличии С_вых.

 

Рисунок 1.1 – Схема включения выходной согласующей цепи

Рисунок 1.2 – Эквивалентная схема включения выходной согласующей цепи

Методика, разработанная Фано, позволяет при заданных С_вых и верхней граничной частоте f_в полосы пропус­кания разрабатываемого усилителя рассчитать такие значения эле­ментов выходной согласующей цепи L2 и С5, которые обеспечи­вают минимально возможную величину максимального значения модуля коэффициента отражения |S_oe|_max в полосе частот от нуля до f_в. В таблице 1.1 приведены нормированные значе­ния элементов С_вых, L2, С5, а также коэффициент ν, определяю­щий величину ощущаемого сопротивления нагрузки R_ощ, относи­тельно которого вычисляется |S_oe|_max.

Таблица 1.1 – Нормированные значения элементов цепи

С5н	L2н	Свыхн	|Soe|max	ν	С5н	L2н	Свыхн	|Soe|max	ν
0,1	0,180	0,099	0,000	1,000	0,9	0,963	0,704	0,091	1,117
0,2	0,382	0,195	0,002	1,001	1,0	0,966	0,753	0,111	1,153
0,3	0,547	0,285	0,006	1,002	1,1	0,958	0,823	0,131	1,193
0,4	0,682	0,367	0,013	1,010	1,2	0,944	0,881	0,153	1,238
0,5	0,788	0,443	0,024	1,020	1,3	0,927	0,940	0,174	1,284
0,6	0,865	0,513	0,037	1,036	1,4	0,904	0,998	0,195	1,332
0,7	0,917	0,579	0,053	1,059	1,5	0,882	1,056	0,215	1,383
0,8	0,949	0,642	0,071	1,086	1,6	0,858	1,115	0,235	1,437

Продолжение таблицы 1.1.

С5н	L2н	Свыхн	|Soe|max	ν	С5н	L2н	Свыхн	|Soe|max	ν
1,7	0,833	1,173	0,255	1,490	1,9	0,783	1,292	0,292	1,605
1,8	0,808	1,233	0,273	1,548

 

Истинные значения элементов рассчитываются по формулам:

                                         (1.3)

где    ω_в=2πf_в – верхняя круговая частота полосы пропускания уси­лителя.

 

Пример 1.1. Рассчитать выходную согласующую цепь для усилительного каскада на транзисторе КТ610А (С_вых=4 пФ), при условиях: R_h=50 Ом, f_в=600 МГц. Определить R_ощ и уменьшение выходной мощности на частоте f_в при использовании цепи и без нее.

Решение. Найдем С_выхн: С_выхн=0,7536. В таблице 1.1 ближайшее значение С_выхн равно 0,753. Этому значению соответствуют: С5н =1,0; L2н=0,966; |S_oe|_max=0,111; ν=1,153.

После денормирования по формулам (1.3) получим: L2=12,8 нГн; С5=5,3 пФ; R_ощ=43,4 Ом.

Используя соотношения (1.1), (1.2) найдем, что при отсутствии выходной согласующей цепи уменьшение выходной мощности на частоте f_в, обусловленное наличием С_вых, составляет 1,57 раза, а при ее использовании – 1,025 раза.

1.2           Выходные согласующие трансформаторы широкополосных усилителей мощности

При проектировании широкополосных передатчиков средней и большой мощности одной из основных является задача максима­льного использования транзистора выходного каскада усилителя по выходной мощности. Оптимальное сопротивление нагрузки мощного транзистора, на которое он отдает максимальную мощ­ность, составляет единицы Ом. Поэтому между выходным ка­скадом и нагрузкой усилителя включается трансформатор импедансов, реализуемый, как правило, на ферритовых сердечниках и длинных линиях. Принципиальная схема усилительного каскада с трансформатором импедансов, имеющим коэффициент трансформации сопротивления 1:4, приведена на рисунке 1.3, а, экви­валентная схема по переменному току – на рисунке 1.3, б. На рисунке 1.3, в приведен пример использования трансформатора с коэффициентом трансформации 1:9.

При заданном значении нижней граничной частоты f_н полосы пропускания разрабатываемого усилителя тре­буемое число витков длинных линий, наматываемых на ферритовые сердечники трансформатора, определяется выражением:

                                                                           (1.4)

где    R_н – сопротивление нагрузки, в Ом;

d – диаметр сердечника, в см;

N – количество длинных линий трансформатора;

μ – относительная магнитная проницаемость материала сер­дечника;

f_н – нижняя граничная частота в Гц;

S – площадь поперечного сечения сердечника, в см².

а)                                                                    в)

Рисунок 1.3 – Принципиальная и эквивалентная схемы усилительного каскада с трансформаторами импедансов

Значение коэффициента перекрытия частотного диапазона трансформирующих и суммирующих устройств на ферритовых сердечниках и длинных линиях лежит в пределах 2...8·10⁴. Поэтому, приняв коэффициент перекрытия равным 5·10⁴, верх­няя граничная частота f_в полосы пропускания трансформатора мо­жет быть определена из соотношения:

                                                                                         (1.5)

При расчетах трансформаторов импедансов по соотношениям (1.4) и (1.5) следует учитывать, что реализация f_в более 1 ГГц тех­нически трудно осуществима из-за влияния паразитных парамет­ров трансформаторов на его характеристики.

Требуемое волновое сопротивление длинных линий разрабаты­ваемого трансформатора рассчитывается по формуле:

                                                                                           (1.6)

Методика изготовления длинных линий с заданным волновым сопротивлением заключается в следующем. Длинные линии трансформатора изготавливаются из двух либо четырех скручен­ных проводов марки ПЭВ-2 диаметром 0,25...0,85 мм. Для этого берется два квадрата из стеклотекстолита со сторонами 3...4 см с просверленными отверстиями в каждом из углов квадрата. В от­верстия вставляются и закрепляются два или четыре провода. Один из квадратов закрепляется неподвижно, а второй вращается с помощью дрели. Для этого в его середине просверливается от­верстие, в которое вставляется винт, вращающий квадрат. На сантиметр длины линии должно приходиться около 4...6 скруток. В случае использования четырехпроводной линии концы близле­жащих проводов либо концы противолежащих проводов спаивают между собой. В зависимости от толщины используемого провода, количества скручиваемых проводов и способа соединения проводов четырехпроводной линии можно изготовить длинные линии с волновым сопротивлением 5...90 Ом.

Входное сопротивление трансформатора, разработанного с использованием соотношений (1.4) – (1.6), равно:

                                                                                       (1.7)

 

Пример 1.2. Рассчитать n_в, ρ_л, f_в трансформатора на ферритовых сердечниках и длинных линиях с коэффициентом трансформации сопротивления 1:9, если R_н=50 Ом, f_н=5 кГц.

Решение. В качестве ферритовых сердечников трансформатора выберем кольца типа М2000НМ 20×10×5, имеющих параметры: μ=2000; d=2 см; S=0,25 см².

Из (1.5) – (1.7) определим: N=3, ρ_л=16,7 Ом, f_в=250 МГц.

Теперь по известным параметрам кольца из (1.4) найдем: n=13,6. То есть для создания трансформатора импедансов с f_н=5 кГц необходимо на каждом ферритовом кольце намотать не менее 14 витков. Длина одного витка длинной линии, намотанной на ферритовое кольцо, близка 2 см. Умножая это зна­чение на 14, получим, что минимальная длина каждой из длинных линии дол­жна быть не менее 28 см. С учетом необходимости соединения длинных ли­ний между собой, с нагрузкой и выходом усилителя, следует длину каждой длинной линии увеличить на 3...5 см.

1.3           Выходные согласующие трансформаторы полосовых усилителей мощности

При проектировании полосовых передатчиков средней и боль­шой мощности, также как и при проектировании широкополос­ных, одной из основных является задача максимального использо­вания транзистора выходного каскада усилителя по мощности. Однако, в этом случае между выходным каскадом и нагрузкой уси­лителя включается, как правило, трансформатор импедансов, вы­полненный в виде полосовых фильтров, либо в виде филь­тра нижних частот. Принципиальная схема трансформатора выполненного в виде полосового фильтра с катушкой индуктив­ности на входе приведена на рисунке 1.4, схема трансформатора выполненного в виде полосового фильтра с конденсатором на входе – на рисунке 1.5, схема трансформатора выполненного в виде фильтра нижних частот – на рисунке 1.6.

Рисунок 1.4 – Трансформатор в виде полосового фильтра с катушкой индуктивности на входе

Рисунок 1.5 – Трансформатор в виде полосового фильтра с конденсатором на входе

Рисунок 1.6 – Трансформатор в виде фильтра нижних частот

Требуемый коэффициент трансформации трансформатора разрабатываемого усилителя, при заданном сопротивлении R_н и вы­бранном транзисторе выходного каскада, находится из выражения:

                                                                                     (1.8)

где    R_опт рассчитывается по формуле А.1, приведенной в приложении А.

В таблице 1.2 приведены результаты вычислений нормированных значений элементов LI, Cl, C2, L2 трансформатора выполненного в виде полосового фильтра с катушкой индуктивности на входе (см. рисунок 1.4), полученные с использованием методики синтеза межка­скадных корректирующих цепей. Элементы L1, Cl, C2, L2 нормированы относительно центральной круговой час­тоты полосы рабочих частот трансформатора ω₀ и сопротивления антенно-волноводного тракта R_н. Расчет выполнен для коэффици­ента трансформации К_тр, лежащего в пределах 4...20 и относитель­ной полосы W 1,3...3. Под относительной полосой W понимается отношение f_в/f_н, где f_в, f_н – верхняя и нижняя граничные частоты рабочей полосы трансформатора.

В таблице 1.3 приведены результаты вычислений нормированных значений элементов Cl, LI, L2, С2 трансформатора выполненного в виде полосового фильтра с конденсатором на входе (см. рисунок 1.5).

 

Таблица 1.2 – Нормированные значения элементов трансформатора (см. рисунок 1.4)

Ктр	Параметр	W=1,3	W=1,5	W=1,7	W=2,0	W=3,0
4	Llн	0,330	0,338	0,325	0,323	0,286
	С1н	1,634	1,581	1,704	1,780	2,166
	С2н	1,461	1,515	1,597	1,763	2,550
	L2н	1,325	1,351	1,303	1,296	1,151
6	Llн	0,271	0,268	0,252	0,261	0,219
	С1н	2,265	2,315	2,581	2,454	3,122
	С2н	1,499	1,573	1,711	1,849	3,004
	L2н	1,131	1,115	1,052	1,061	0,873
8	Llн	0,226	0,228	0,211	0,201	0,172
	С1н	2,967	2,947	3,309	3,548	4,207
	С2н	1,556	1,638	1,807	2,069	3,605
	L2н	1,000	0,992	0,924	0,861	0,689
10	Llн	0,210	0,200	0,184	0,172	0,155
	С1н	3,491	3,533	3,969	4,307	4,725
	С2н	1,599	1,702	1,893	2,209	3,862
	L2н	0,929	0,911	0,841	0,769	0,628
15	Llн	0,153	0,151	0,135	0,126	0,117
	С1н	4,960	5,071	5,791	6,308	6,545
	С2н	1,722	1,860	2,135	2,611	5,056
	L2н	0,798	0,768	0,689	0,608	0,474
20	Llн	0,129	0,117	0,103	0,097	0,095
	С1н	6,091	6,915	8,027	8,600	8,281
	С2н	1,808	2,040	2,426	3,113	6,262
	L2н	0,731	0,663	0,577	0,492	0,367

 

В таблице 1.4 приведены результаты вычислений нормированных значений элементов L1, Cl, L2, С2, трансформатора выполненного в виде фильтра нижних частот (см. рисунок 1.6). Относительная полоса рабочих частот этого трансформатора ограничена неравенством W<2. Поэтому в таблице 1.4 нормированные значения элементов LI, Cl, L2, С2 приведены для области изменения W 1,3...2.

Таблица 1.3 – Нормированные значения элементов трансформатора (см. рисунок 1.5)

Ктр	Параметр	W=1,3	W=1,5	W=1,7	W=2	W=3
4	С1н	3,0940	3,0949	3,3004	3,5347	4,6103
	Llн	0,6253	0,6613	0,6303	0,6458	0,6308
	L2н	0,6993	0,6900	0,6722	0,6502	0,5349
	С2н	0,7712	0,7737	0,8246	0,8858	1,1420

Продолжение таблицы 1.3

Ктр	Параметр	W=1,3	W=1,5	W=1,7	W=2	W=3
6	С1н	3,7627	3,8857	4,2901	4,3142	6,1411
	Llн	0,4503	0,4514	0,4193	0,4551	0,4277
	L2н	0,6804	0,6638	0,6324	0,6055	0,4456
	С2н	0,9019	0,9367	1,0288	1,0543	1,5308
8	С1н	4,5215	4,5811	5,1120	5,6339	7,8383
	Llн	0,3439	0,3547	0,3265	0,3168	0,3176
	L2н	0,6556	0,6377	0,5977	0,5445	0,3719
	С2н	1,0207	1,0529	1,1686	1,3070	1,9414
10	С1н	5,0886	5,2296	5,8544	6,5144	8,5744
	Llн	0,2920	0,2963	0,2717	0,2609	0,2827
	L2н	0,6371	0,6147	0,5690	0,5085	0,3454
	С2н	1,0968	1,1487	1,2816	1,4603	2,1252
15	С1н	6,6792	6,9190	7,9079	8,9137	11,608
	Llн	0,2058	0,2063	0,1859	0,1781	0,2064
	L2н	0,5926	0,5618	0,5035	0,4301	0,2673
	С2н	1,2785	1,3607	1,5598	1,8465	2,8525
20	С1н	7,8947	8,9337	10,417	11,833	13,674
	Llн	0,1674	0,1513	0,1342	0,1300	0,1716
	L2н	0,5637	0,5122	0,4429	0,3615	0,2305
	С2н	1,3942	1,5752	1,8632	2,2857	3,3523

 

Таблица 1.4 – Нормированные значения элементов трансформатора (см. рисунок 1.6)

Ктр	Параметр	W=1,3	W=1,5	W=1,7	W=2
4	Llн	0,4098	0,4098	0,3821	0,3621
	С1н	2,8122	2,8122	2,9053	2,9792
	L2н	0,8178	0,7965	0,7691	0,7242
	С2н	0,9164	0,9535	1,0069	1,0969
6	Llн	0,3096	0,2969	0,2840	0,2676
	С1н	3,6769	3,7603	3,8559	3,9790
	L2н	0,7591	0,7307	0,6963	0,6400
	С2н	1,0537	1,1149	1,1992	1,3447
8	Llн	0,2527	0,2403	0,2282	0,2136
	С1н	4,4527	4,5860	4,7381	4,9260
	L2н	1,1611	1,2406	1,3534	1,5518
	С2н	0,7161	0,6817	0,6404	0,5745

Продолжение таблицы 1.4

Ктр	Параметр	W=1,3	W=1,5	W=1,7	W=2
10	Llн	0,2152	0,2034	0,1919	0,1790
	С1н	5,1697	5,3654	5,5776	5,8291
	L2н	1,2469	1,3467	1,4879	1,7420
	С2н	0,6820	0,6433	0,5966	0,5240
15	Llн	0,1601	0,1494	0,1393	0,1300
	С1н	6,8291	7,1839	7,5568	7,9146
	L2н	1,4189	1,5652	1,7763	2,1561
	С2н	0,6211	0,5748	0,5173	0,4360
20	Llн	0,1293	0,1195	0,1106	0,1040
	С1н	8,3580	8,8855	9,4192	9,8142
	L2н	1,5541	1,7450	2,0265	2,5265
	С2н	0,5788	0,5264	0,4622	0,3780

 

Рассмотрим примеры использования синтезированных таблиц для расчета трансформаторов сопротивлений выходных каскадов передатчиков.

 

Пример 1.3. Осуществим проектирование трансформатора (см. рисунок 1.4), предназначенного для работы в передатчике с R_н=75 Ом, при условиях: в выход­ном каскаде передатчика используется транзистор КТ930А; W=1,5; централь­ная рабочая частота передатчика равна 375 МГц.

Решение. В соответствии со справочными данными транзистора КТ930А по (А.1) определим R_опт=7,8 Ом. Требуемый коэффициент трансформа­ции: К_тр=R_н/Rопт=9,6. В таблице 1.2 ближайшее значение К_тр=10. Для К_тр=10 и W=l,5 из таблицы 1.2 найдем: Llн=0,200; С2н=3,533; СЗн=1,702, L4н=0,911. Центральная круговая частота полосы рабочих частот рассчитыва­емого трансформатора ω₀=2π·375·10⁶=2,355·10⁹. Денормируя значения элементов трансформатора, получим: Ll=Llн·R_н/ω₀=6,4 нГн; L2=29 нГн; Cl=С1н/R_нω₀=20 пФ, С2=9,6 пФ.

 

На рисунке 1.7 приведена расчетная зависимость модуля входного сопротивле­ния |Z_вх| спроектированного трансформатора от частоты (кривая 1). Здесь же для сравнения (кривая 2) представлена расчетная характеристика трансформа­тора, выполненного в виде ФНЧ (см. рисунок 1.6, L1=3,5 нГн; С1=47,6 пФ; L2=11,8 нГн; С2=14,4 пФ) и рассчитанного по таблице 1.4.

 

Пример 1.4. Осуществим проектирование трансформатора (см. рисунок 1.5) с K_тp=10, W=1,5 и центральной рабочей частотой равной 70 МГц, при услови­ях: R_н=50 Ом; в выходном каскаде передатчика используется транзистор КТ930А.

Решение. В соответствии с заданными значениями К_тр и W из таблице 1.3 найдем: С1н=5,2296; Llн=0,2963; L2н=0,6147; С2н=1,1487.

Центральная круговая частота полосы рабочих частот трансформатора ω₀=2π·70·10⁶=4,4·10⁸. Денормируя значения элементов, определим: С1=238 пФ; С2=52 пФ; L1=33,7 нГн; L2=70 нГн.

 

Рисунок 1.7 – Зависимость модуля входного сопротивления трансформатора (см. рисунок 1.4)

Рисунок 1.8 – Зависимость модуля входного сопротивления трансформатора (см. рисунок 1.5)

На рисунке 1.8 приведена расчетная зависимость модуля входного сопротивле­ния |Z_вх| спроецированного трансформатора от частоты (кривая 1). Здесь же (кривая 2) для сравнения представлена характеристика трансформатора, вы­полненного в виде ФНЧ (см. рисунок 1.6, L1=19 нГн, С1=255 пФ, L2=63 нГн, С2=77 пФ) и рассчитанного по таблице 1.4.

Из сравнения характеристик приведенных на рисунках 1.7 и 1.8 сле­дует, что использование трансформаторов в виде полосовых филь­тров позволяет значительно уменьшить частотно-зависимое от­клонение К_тр от заданного значения по сравнению с трансформа­торами в виде фильтров нижних частот. Это достигается благодаря увеличению их коэффициента отражения вне полосы рабочих час­тот.

Другим достоинством трансформаторов, выполненных в виде полосовых фильтров и представленных на рисунках 1.4 и 1.5, по срав­нению с трансформаторами в виде фильтров нижних частот, явля­ется следующее. При неизменной выходной мощности усилителя ток, потребляемый его выходным каскадом, слабо зависит от час­тоты усиливаемого сигнала, что позволяет обеспечить достижение более высокого среднего КПД усилителя.

На рисунке 1.9 приведена зависимость тока, потребляемого выход­ным каскадом двухкаскадного усилителя (см. рисунок 1.10), от частоты усиливаемого сигнала при выходной мощности 10 Вт (кривая 1). Здесь же представлена аналогичная зависимость в случае исполь­зования трансформатора, выполненного в виде ФНЧ (кривая 2).

 

Рисунок 1.9 – Зависимость тока, потребляемого выходным каскадом усилителя, от частоты

Рисунок 1.10 – Усилитель мощности с трансформатором в виде полосового фильтра, с катушкой индуктивности на входе

В усилителе использован трансформатор в виде полосового фи­льтра с катушкой индуктивности на входе (элементы L7, С8, С9, L8), рассчитанный в примере 1.3, входная и межкаскадная кор­ректирующие цепи.

Характеристики усилителя:

максимальное значение выходной мощности, не менее	12 Вт;
полоса рабочих частот………………………………...	300...450 МГц;
коэффициент усиления…………………………………..	8 дБ.

 

На рисунке 1.11 приведена зависимость тока, потребляемого вы­ходным каскадом двухкаскадного усилителя (см. рисунок 1.12), от частоты усиливаемого сигнала при выходной мощности 25 Вт (кривая 1).

Здесь же представлена аналогичная зависимость в случае исполь­зования трансформатора, выполненного в виде ФНЧ (кривая 2).

 

Рисунок 1.11 – Зависимость тока, потребляемого выходным каскадом усилителя, от частоты

Рисунок 1.12 – Усилитель мощности с трансформатором в виде полосового фильтра с конденсатором на входе

В усилителе использован трансформатор в виде полосового фи­льтра с конденсатором на входе (элементы С8, L7, L8, С10), рас­считанный в примере 1.4.

Характеристики усилителя:

максимальное значение выходной мощности, не менее…	32 Вт;
полоса рабочих частот……………………………………...	55...85 МГц;
коэффициент усиления……………………………………..	22 дБ.

 

Таким образом, использование трансформаторов сопротивле­ний в виде полосовых фильтров и предлагаемой методики их рас­чета позволяет сократить время на разработку усилителей мощно­сти и значительно улучшить их параметры.

1.4           Фильтры высших гармонических составляющих полосовых усилителей мощности

Выходные каскады полосовых усилителей мощности работают, как правило, в режиме с отсечкой коллекторного тока. Однако, в этом случае сигнал на выходе усилителя представляет собой последовательность синусоидальных полуволн и содержит в своем спектре высшие гармонические составляющие, приводящие к большим внеполосным излучениям. В соответствии с требованиями ГОСТ, уровень любого побочного (внеполосного) радиоизлучения передатчиков с выходной мощностью более 25 Вт должен быть не менее чем на 60 дБ ниже максимального значения выходной мощности радиосигнала. Указанное требование дости­гается установкой на выходах усилителей мощности фильтрующих устройств, в качестве которых чаще всего используют фильтры Чебышева (см. рисунок 1.13) и фильтры Кауэра (см. рисунок 1.14).

 

Рисунок 1.13 – Типовая схема фильтра Чебышева

Рисунок 1.14 – Типовая схема фильтра Кауэра

В таблице 1.5 представлены нормированные отно­сительно R_н и ω₀=2πf_в значения элементов приведенных филь­тров, соответствующие максимальному значению затухания в по­лосе пропускания равному 0,1 дБ.

Истинные значения элементов Ci, Li рассчитываются по фор­мулам:

                                 Ci=Сiн/R_нω_в;          Li=LiнR_н/ω_в.                                          (1.9)          

Таблица 1.5 – Нормированные значения элементов фильтров

N	Тип	аs, дБ	С1н	L2н	С2н	СЗн	L4н	С4н	С5н	L6н	С6н	С7н
5	Ч	37	1,14	1,37	—	1,97	1,37	—	1,14	—	—	—
	К	57	1,08	1,29	0,078	1,78	1,13	0,22	0,96	—	—	—
6	Ч	49	1,16	1,40	—	2,05	1,52	—	1,90	0,86	—	—
	К	72	1,07	1,28	0,101	1,82	1,28	0,19	1,74	0,87	—	—
7	Ч	60	1,18	1,42	—	2,09	1,57	—	2,09	1,42	—	1,18
	К	85	1,14	1,37	0,052	1,87	1,29	0,23	1,79	1,23	0,17	1,03

Обозначения таблицы 1.5: N – порядок фильтра; a_s – гарантированное затуха­ние высших гармонических составляющих на выходе фильтра; Ч – фильтр Чебышева; К – фильтр Кауэра.

 

Пример 1.5. Рассчитать фильтр Кауэра пятого порядка при R_н=50 Ом и f_в=100 МГц.

Решение. Из таблицы 1.5 найдем, что нормированные значения элементов фильтра Кауэра пятого порядка равны: С1н=1,08; L2н=1,29; С2н=0,078; С3н=1,78; L4н=1,13; С4н=0,22; С5н=0,96.

После денормирования по формулам (1.9) получим С1=34,4 пФ; L2=103 нГн; С2=2,5 пФ; СЗ=56,7 пФ; L4=90 нГн; С4=7,0 пФ; С5=30,6 пФ.

Как следует из таблицы 1.5, спроектированный фильтр обеспечивает гарантированное затухание высших гармонических составляющих на выходе фильтра равное 57 дБ.

2                   Проектирование цепей формирования амплитудно-частотных характеристик сверхширокополосных усилительных каскадов

Цепи формирования амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) служат для реализации максимально возможного для задан­ного схемного решения коэффициента усиления каскада при од­новременном обеспечении заданного допустимого уклонения его АЧХ от требуемой формы. К ним относятся межкаскадные и вход­ные корректирующие цепи (КЦ). Необходимость выполнения указанного требования обусловлена тем, что коэффициент усиле­ния одного каскада многокаскадного усилителя мощности метро­вого и дециметрового диапазона волн не превышает 3...10 дБ. В этом случае увеличение коэффициента усиления каждого каскада, например, на 2 дБ, позволяет повысить КПД всего усилителя в 1,2...1,5 раза.

Рассмотрим метод параметрического синтеза КЦ усилителей мощности радиопередающих устройств метрового и дециметрового диапазона волн, позволяющий по таблицам нормированных значе­ний элементов КЦ осуществлять реализацию усилительных каска­дов с максимально возможным для заданного схемного решения коэффициентом усиления при одновременном обеспечении задан­ного допустимого уклонения АЧХ от требуемой формы.

2.1           Метод параметрического синтеза мощных усилительных каскадов с корректирующими цепями

Коэффициент передачи S₂₁(p) усилительного каскада с КЦ в символьном виде может быть описан дробно-ра­циональной функцией комплексного переменного:

                                                           (2.1)

где    р=jΩ; Ω=ω/ω_в – нормированная частота;

m, n – целые числа;

ω – текущая круговая частота;

ω_в – верхняя круговая частота полосы пропускания широкопо­лосного усилителя, либо центральная круговая частота полосового усилителя;

а_i=a_i(RLC), b_j=b_j(RLC) — коэффициенты, являющиеся функ­циями параметров КЦ и нормированных элементов аппроксима­ции входного импеданса транзистора усилительного каскада.

Выберем в качестве прототипа передаточной характеристики (2.1) дробнорациональную функцию вида:

                                                               (2.2)

Найдем такие коэффициенты, которые позволят из системы нелинейных уравнений

                                                                             (2.3)

рассчитать нормированные значения элементов КЦ, обеспечиваю­щие максимальный коэффициент усиления каскада при заданном допустимом уклонении его АЧХ от требуемой формы.

В теории усилителей нет разработанной методики расчета ко­эффициентов с_j, d_j. Поэтому для их расчета воспользуемся мето­дом оптимального синтеза электрических фильтров.

В соответствии с указанным методом перейдем к квадрату мо­дуля функции (2.2):

              

где    х=Ω²;

={С₀, С₁, ... С_m} – вектор коэффициентов C_i;

={D₀, D₂, ... D_n} – вектор коэффициентов D_j.

По известным коэффициентам функции F(x, , ), коэффи­циенты функции (2.2) могут быть определены с помощью следую­щего алгоритма:

-          в функции F(x, , ) осуществляется замена переменной х= – р², и вычисляются нули полиномов числителя и знаме­нателя;

-          каждый из полиномов числителя и знаменателя представля­ется в виде произведения двух полиномов, один из которых должен быть полиномом Гурвица;

-          отношение полиномов Гурвица числителя и знаменателя яв­ляется искомой функцией Т_n(р).

Для решения задачи нахождения векторов коэффициентов ,  составим систему линейных неравенств:

                                                                     (2.4)

где    Е_r – дискретное множество конечного числа точек в заданной нормированной области частот;

ξ(х) – требуемая зависимость квадрата модуля Т_n(р) на множе­стве Е_r;

δ – допустимое уклонение F(x, , ) от ξ(х);

ε₀ – малая константа.

Первое неравенство в (2.4) определяет величину допустимого уклонения АЧХ каскада от требуемой формы. Второе и третье не­равенства определяют условия физической реализуемости рассчи­тываемой КЦ. Учитывая, что полиномы М(х, ) и N(x, ) положительны, модульные неравенства можно заменить простыми и записать задачу в следующем виде:

                                                     (2.5)

Решение неравенств (2.5) является стандартной задачей линей­ного программирования. В отличие от теории фильтров, где данная задача решается при условии минимизации функции цели: Fun=δ=min, неравенства (2.5) следует решать при условии ее максимизации: Fun=D_n=max, что соответствует достижению максимального значения коэффициента усиления рассчитываемо­го каскада.

Таким образом, метод параметрического синтеза состоит из следующих этапов:

-        нахождение дробно-рациональной функции комплексного переменного, описывающей коэффициент передачи усилительно­го каскада с КЦ;

-        синтез коэффициентов квадрата модуля прототипа переда­точной характеристики усилительного каскада с КЦ по заданным значениям ξ(х) и δ;

-        расчет коэффициентов функции-прототипа Т_n(р) по извест­ным коэффициентам ее квадрата модуля;

-        решение системы нелинейных уравнений (2.3) относительно нормированных значений элементов КЦ.

Многократное решение системы линейных неравенств (2.5) для различных ξ(х) и δ позволяет осуществить синтез таблиц нормиро­ванных значений элементов КЦ, по которым ведется проектиро­вание усилителей.

Описанный выше метод параметрического синтеза был исполь­зован для синтеза таблиц нормированных значений элементов наиболее эффективных схемных решений построения КЦ сверх­широкополосных усилителей мощности.

Известные схемные решения построения КЦ усилителей мощ­ности отличаются большим разнообразием. Однако из-за сложно­сти настройки и высокой чувствительности характеристик усили­телей к разбросу параметров сложных КЦ в усилителях мощности радиопередающих устройств метрового и дециметрового диапазона волн практически не применяются КЦ более четвертого-пятого порядка.

На рисунках 2.1 – 2.3 приведены схемы КЦ, наиболее часто приме­няемые при построении сверхширокополосных усилителей мощ­ности метрового и дециметрового диапазона волн.

Рассмотрим методики проектирования представленных КЦ с использованием синтезированных таблиц.

Рисунок 2.1 – Четырехполюсная диссипативная КЦ второго порядка

Рисунок 2.2 – Четырехполюсная реактивная КЦ третьего порядка

Рисунок 2.3 – Четырехполюсная диссипативная КЦ четвертого порядка

2.2           Проектирование каскадов с корректирующей цепью второго порядка

Практические исследования различных схемных решений уси­лительных каскадов с КЦ на полевых транзисторах показали, что схема КЦ, представленная на рисунке 2.1, является одной из наи­более эффективных, с точки зрения достижимых характеристик, простоты настройки и конструктивной реализации.

Нормированные значения элементов рассматриваемой КЦ для неравномерности АЧХ δ равной ±0,25 и ±0,5 дБ приведены в таблице 2.1.

Коэффициент передачи последовательного соединения транзи­стора VT1 и КЦ в области средних частот описывается выражени­ем:

                                                                                (2.6)

где    S – крутизна транзистора VT1.

Рассматриваемая КЦ может быть использована также и в каче­стве входной. В этом случае следует принимать: R_вых=R_г, C_вых=С_г, где С_г, R_г – активная и емкостная составляющие сопро­тивления генератора.

При заданных ω_в и δ расчет КЦ сводится к нахождению нор­мированного значения С_вх, определению по таблице 2.1 соответству­ющих значений С’н, L’н, R3н и их денормированию.

Таблица 2.1 – Нормированные значения элементов КЦ

Свхн	δ=±0,25 дБ			δ=±0,5 дБ
	С1н	L2н	R3н	С'1н	L'2н	R3н
0,01	1,59	88,2	160,3	2,02	101	202,3
0,05	1,59	18,1	32,06	2,02	20,6	40,5
0,10	1,59	9,31	16,03	2,02	10,5	20,2
0,15	1,59	6,39	10,69	2,02	7,21	13,5
0,20	1,59	4,93	8,02	2,02	5,50	10,1
0,30	1,59	3,47	5,35	2,02	3,86	6,75
0,40	1,59	2,74	4,01	2,02	3,02	5,06
0,60	1,59	2,01	2,68	2,02	2,18	3,73
0,80	1,59	1,65	2,01	2,02	1,76	2,53
1,00	1,58	1,43	1,61	2,02	1,51	2,02

Продолжение таблицы 2.1

Свхн	δ=±0,25 дБ			δ=±0,5 дБ
	С1н	L2н	R3н	С'1н	L'2н	R3н
1,2	1,58	1,28	1,35	2,02	1,34	1,69
1,5	1,46	1,18	1,17	2,02	1,17	1,35
1,7	1,73	1,02	0,871	2,01	1,09	1,19
2,0	1,62	0,977	0,787	2,00	1,00	1,02
2,5	1,61	0,894	0,635	2,03	0,90	0,807
3,0	1,61	0,837	0,530	2,03	0,83	0,673
3,5	1,60	0,796	0,455	2,02	0,78	0,577
4,5	1,60	0,741	0,354	2,02	0,72	0,449
6,0	1,60	0,692	0,266	2,02	0,67	0,337
8,0	1,60	0,656	0,199	2,02	0,62	0,253

Обозначения таблицы 2.1: С_вхн, С'1н, L'2н, R3н – нормированные относительно R_вых и ω_в значения элементов С_вх, С'1, L'2, R3; С’1=С1+С_вых; L’2=L2+L_вх, где R_вых, С_вых – выходные сопротивление и ем­кость транзистора VT1; L_вх, C_вх – входные индуктивность и емкость транзистора VT2.

 

Пример 2.1. Осуществим проектирование однокаскадного транзисторного усилителя с использованием синтезированных данных таблице 2.1, при условиях: используемый транзистор ЗП602А; R_г=Rн=50 Ом; верхняя частота полосы пропускания усилителя равна 1,8 ГГц; допустимая неравномерность АЧХ рав­на ±0,5 дБ.

Принципиальная схема каскада приведена на рисунке 2.4. Для термостабилизации тока покоя транзистора ЗП602А, в схеме применена активная коллекторная термостабилизация на транзисторе КТ361А. На выходе каскада включена согласующая цепь, практически не вносящая искажений в АЧХ каскада и состоящая из элементов L4=2,7 нГн, С5=0,7 пФ.

Решение. Используя справочные данные транзистора ЗП602А и соотношения А.2, приведенного в приложении А, для расчета значений элементов однонаправленной модели, по­лучим: С_вх=2,82 пФ, L_вх=0,34 нГн. Нормированное относительно R_г и ω_в значение С_вх равно: С_вхн=C_вхR_гω_в=1,77. Ближайшая величина С_вхн в таблице 2.1 составляет 1,7. Для этого значения С_вхн и δ=±0,5 дБ из таблицы найдем: С’1н=2,01; L’1н=1,09; R1н=1,19.

После денормирования элементов КЦ получим: С=C’lн/R_гω_в=3,2 пФ; L’l=L’1нR_г/ω_в=4,З нГн; L1=L’l – L_вх=3,96 нГн; Rl=R1нR_г=60 Ом. Коэффи­циент усиления рассматриваемого усилителя равен: К₀=2SRнR1/(R1+R_г)=4,4.

На рисунке 2.5 (кривая 1) приведена АЧХ рассчитанного усилите­ля, вычисленная с использованием полной эквивалентной схемы замещения транзистора.

 

Рисунок 2.4 – Принципиальная схема усилительного каскада на полевом транзисторе

 

Рисунок 2.5 – Расчетная и экспериментальная АЧХ усилительного каскада

Здесь же представлена экспериментальная характеристика уси­лителя (кривая 2) и АЧХ усилителя, оптимизированного с помощью программы оптимизации, реализованной в среде математиче­ского пакета для инженерных и научных расчетов MATLAB (кривая 3). Кривые 1 и 3 практически совпадают, что говорит о высокой точности предлагаемого метода параметрического синтеза. Оптимальность полученного решения подтверждает и наличие чебышевского альтернанса АЧХ.

2.3           Проектирование каскадов с корректирующей цепью третьего порядка

Схема четырехполюсной реактивной КЦ третьего порядка при­ведена на рисунке 2.2. Рассматриваемая КЦ позволяет реализовать ко­эффициент усиления каскада близкий к теоретическому пределу, который определяется коэффициентом усиления транзистора в режиме двухстороннего согласования на высшей частоте полосы пропускания.

Нормированные значения элементов КЦ приведены в таблице 2.2.

Таблица 2.2 – Нормированные значения элементов КЦ

Неравномерность АЧХ, дБ	Rвхн	С1н	С2н	L’3н
±0,1	0,128	1,362	2,098	0,303
	0,126	1,393	1,877	0,332
	0,122	1,423	1,705	0,358
	0,112	1,472	1,503	0,392
	0,090	1,550	1,284	0,436
	0,050	1,668	1,079	0,482
	0,0	1,805	0,929	0,518
±0,25	0,091	1,725	2,826	0,287
	0,090	1,753	2,551	0,313
	0,087	1,784	2,303	0,341
	0,080	1,830	2,039	0,375
	0,065	1,902	1,757	0,419
	0,040	2,000	1,506	0,465
	0,0	2,140	1,278	0,512
±0,5	0,064	2,144	3,668	0,259
	0,064	2,164	3,381	0,278
	0,062	2,196	3,025	0,306
	0,057	2,240	2,667	0,341
	0,047	2,303	2,320	0,381
	0,030	2,388	2,002	0,426
	0,0	2,520	1,690	0,478
±1,0	0,040	2,817	5,025	0,216
	0,039	2,842	4,482	0,240
	0,037	2,872	4,016	0,265
	0,033	2,918	3,500	0,300
	0,025	2,980	3,040	0,338
	0,012	3,062	2,629	0,380
	0,0	3,130	2,386	0,410

Обозначения таблицы 2.2: R_вхн=R_вх2/R_вых1, где R_вх2 входное сопротивление однонаправленной модели транзистора VT2, R_вых1 – выходное сопротив­ление однонаправленной модели транзистора VT1; С1н, С2н, L’3н – нормированные относительно R_вых1 и ω_в зна­чения элементов CI, C2, L’3; L’3=L3+L_вх2, где L_вх2 – величина входной индуктивности однонаправленной модели транзистора VT2.

 

Коэффициент передачи последовательного соединения КЦ и транзистора VT2 в области средних частот описывается выражени­ем:

                                                                 (2.7)

где    G_ном1,2(1)=(f_ном/f_в)² – коэффициент усиления транзистора VT2 по мощности в режиме двухстороннего согласования на час­тоте f_в.

Из таблицы следует, что для заданного значения δ существует определенное значение R_вхн, при превышении которого реализа­ция каскада с требуемой формой АЧХ становится невозможной. Большему значению δ соответствует меньшее допустимое значе­ние R_вхн, при котором реализуется требуемая форма АЧХ. Это обусловлено уменьшением добротности цепи с увеличением R_вхн.

 

Пример 2.2. Осуществим проектирование однокаскадного усилителя на транзисторе КТ939А при условиях: R_г=R_н=50 Ом; верхняя частота полосы пропускания равна 1 ГГц; допустимая неравномерность АЧХ ±0,25 дБ. Выбор в качестве примера проектирования однокаскадного варианта усилителя обусловлен возможностью простой экспериментальной проверки точности резу­льтатов расчета, чего невозможно достичь при реализации многокаскадного усилителя. Схема усилителя приведена на рисунке 2.6.

Рисунок 2.6 – Принципиальная схема усилительного каскада с четырехполюсной реактивной КЦ третьего порядка

На выходе усилителя включена выходная согласующая цепь, выполненная в виде фильтра нижних частот (L3=6,4 нГн, С7=5,6 пФ). Резистор R1 необходим для установления заданного коэффициента усиления на частотах менее f_β=f_т/β₀.

Решение. Используя справочные данные транзистора КТ939А и соотношения А.3, приведенного в приложении А, для расчета значений элементов однонаправленной модели бипо­лярного транзистора, получим: L_вх=0,75 нГн; R_вх=1,2 Ом; G_{ном 1,2}(1)=20.

Нормированное относительно ω_в и R_г значение R_вх равно: R_вх=R_вх/R_г=0,024. Ближайшая табличная величина R_вхн равна нулю.

Для указанного значения R_вхн из таблице 2.2 найдем: С2н=2,14; С4н=1,278; L’1н=0,512. Денормируя полученные значения элементов КЦ, определим: С2=6,8 пФ; С4=3,9 пФ; L’1=4 нГн; L1=L’l – L_вх=3,25 нГн.

Теперь по (2.7) вычислим: S₂₁₀=2,8.

 

На рисунке 2.7 приведена АЧХ спроектированного однокаскадного усилителя, вычислен­ная с использованием полной эквивалентной схемы замещения транзистора КТ939А (кривая 1). Здесь же представ­лена экспериментальная ха­рактеристика усилителя (кри­вая 2).

Рисунке 2.7 – Расчетная и экспериментальная АЧХ усилительного каскада

 

2.4           Проектирование каскадов с заданным наклоном амплитудно-частотной характеристики

Проблема разработки широкополосных усилителей с заданным подъемом (спадом) АЧХ связана с необходимостью либо компен­сации неравномерности АЧХ источников усиливаемых сигналов, либо с устранением частотно-зависимых потерь в кабельных системах связи, либо с выравниванием АЧХ малошумящих усилите­лей, входные каскады которых реализуются без применения цепей высокочастотной коррекции.

Схема корректирующей цепи, позволяющей реализовать задан­ный подъем (спад) АЧХ усилительного каскада, приведена на рисунке 2.3.

Нормированные значения элементов рассматриваемой КЦ для неравномерности АЧХ δ равной ±0,25 и ±0,5 дБ приведены в таблицах 2.3 и 2.4.

Коэффициент передачи последовательного соединения КЦ и транзистора VT2 в области средних частот описывается выражени­ем:

                                                         (2.8)

 

Таблица 2.3 – Нормированные значения элементов КЦ для δ=0,25 дБ

Наклон	Rвхн	R1н	L2н	СЗн	С4н	L’5н
+4 дБ	0,027 0,024 0,013 0,0	1,090 1,178 1,330 1,448	2,179 2,356 2,660 2,895	3,485 3,395 3,306 3,277	6,283 5,069 3,814 3,205	0,156 0,191 0,248 0,287
+2 дБ	0,036 0,032 0,024 0,0	1,638 1,753 1,902 2,166	3,276 3,506 3,804 4,332	3,278 3,237 3,213 3,227	5,107 4,204 3,437 2,622	0,187 0,225 0,269 0,337

Продолжение таблицы 2.3

Наклон	Rвхн	R1н	L2н	СЗн	С4н	L’5н
+0 дБ	0,049 0,045 0,030 0,0	2,482 2,661 2,958 3,346	4,964 5,322 5,916 6,692	3,130 3,121 3,143 3,221	4,287 3,504 2,726 2,144	0,219 0,263 0,327 0,393
-З дБ	0,077 0,070 0,043 0,0	4,816 5,208 5,937 6,769	9,633 10,42 11,87 13,54	3,068 3,102 3,210 3,377	3,276 2,680 2,051 1,653	0,285 0,340 0,421 0,488
-6 дБ	0,131 0,120 0,080 0,0	17,123 18,704 21,642 26,093	34,247 37,408 43,284 52,187	2,857 2,944 3,143 3,499	2,541 2,088 1,617 1,253	0,385 0,453 0,544 0,625

 

Таблица 2.4 – Нормированные значения элементов КЦ для δ=0,5 дБ

Наклон	Rвхн	R1н	L2н	СЗн	С4н	L’5н
+6 дБ	0,012 0,011 0,008 0,0	0,436 0,480 0,546 0,632	0,871 0,959 1,092 1,265	6,278 5,879 5,432 5,033	11,61 9,624 7,602 5,911	0,097 0,117 0,147 0,187
+3 дБ	0,019 0,017 0,012 0,0	0,729 0,807 0,896 1,029	1,458 1,613 1,793 2,058	5,455 5,173 4,937 4,711	8,25 6,652 5,433 4,268	0,134 0,165 0,200 0,249
0 дБ	0,029 0,026 0,019 0,0	1,053 1,145 1,288 1,509	2,106 2,290 2,576 3,018	5,306 5,129 4,940 4,787	6,296 5,303 4,271 3,301	0,175 0,207 0,253 0,316
-3 дБ	0,043 0,039 0,027 0,0	1,318 1,477 1,698 2,019	2,636 2,953 3,395 4,038	5,531 5,331 5,172 5,095	5,234 4,263 3,414 2,673	0,217 0,263 0,321 0,391
-6 дБ	0,060 0,054 0,040 0,0	1,342 1,564 1,814 2,283	2,684 3,129 3,627 4,567	6,188 5,906 5,744 5,686	4,701 3,759 3,093 2,35	0,264 0,325 0,385 0,474

Обозначения таблиц 2.3 и 2.4: R_вхн=R_вх2/R_вых1, где R_вх2 – входное сопротивление однонап­равленной модели транзистора VT2; R_вых1 – выходное сопротив­ление однонаправленной модели транзистора VT1; R1н, L2н, СЗн, С4н, L’5н – нормированные относительно R_вых1 и ω_в значения элементов R1, L2, СЗ, С4, L’5; L’5=L5+L_вх2, где L_вх2 – величина входной индуктивности однонаправленной модели транзистора VT2.

 

Из таблиц следует, чем меньше требуемое значение δ, тем ме­ньше допустимый подъем АЧХ можно реализовать с использова­нием рассматриваемой КЦ. Для заданного наклона АЧХ и задан­ном δ существует определенное значение R_вхн, при превышении которого реализация каскада с требуемой формой АЧХ становится невозможной.

 

Пример 2.3. Осуществим проектирование однокаскадного транзисторного усилителя с использованием синтезированных таблицах 2.3 и 2.4 при условиях: используемый транзистор – КТ939А; R_г=R_н=50 Ом; верхняя частота полосы пропускания f_в=1 ГГц; требуемый подъем АЧХ 4 дБ; допустимое уклонение АЧХ от требуемой формы δ=0,25 дБ. Принципиальная схема каскада приве­дена на рисунке 2.8.

Рисунок 2.8 – Принципиальная схема усилительного каскада с подъемом АЧХ

Рисунок 2.9 – Расчетная и экспериментальная АЧХ усилительного каскада

Решение. Используя справочные данные транзистора КТ939А и соотношения А.3, приведенного в приложении А, для расчета значений элементов однонаправленной модели бипо­лярного транзистора, получим: L_вх=0,75 нГн; R_вх=1,2 Ом; G_{ном 1,1}(l)=20. Нормированное относительно ω_в и R_г значение R_вх равно: R_вхн=R_вх/R_г=0,024. Ближайшая табличная величина R_вхн=0,024. Для указанного значе­ния R_вхн из таблицы 2.3 найдем: R1н=1,178; L1н=2,356; C3н=3,395; С4н=5,069; L’2н=0,191.

Денормируя полученные значения элементов КЦ, определим: R1=R1нR_г=59 Ом; L1=LlнR_г/ω_в=19 нГн; СЗ=C3н/R_гω_в=10,8 пФ; С4=16 пФ; L’2=1,5 нГн; L2=L’2 – L_вх=0,75 нГн. Теперь по (2.8) вычислим S₂₁₀=2,5. Резистор R2 необходим для установления заданного коэффициента усиления на частотах менее f_β=f_т/β₀.

На рисунке 2.9 приведена АЧХ спроектированного однокаскадного усилителя, вычисленная с использованием полной эквивалентной схемы замещения транзистора КТ939А (кривая 1). Здесь же представлена экспериментальная характеристика усилителя (кривая 2).

  

Список литературы

1.        Титов А.А. Транзисторные усилители мощности МВ и ДМВ. – М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2006. – 238 с.: ил.

2.        Радиопередающие устройства. Под ред. М.В.Благовещенского, Г.У.Уткина. – М.: Радио и связь, 1982. – 408 с.

3.        Иванов В.К. Оборудование радиотелевизионных передающих станций. – М.: Радио и связь, 1989. – 336 с.

4.        Петухов В.М. Транзисторы и их зарубежные аналоги: Справочник. В 4 томах. – М.: «Радиософт», 2000.

5.        Проектирование радиопередатчиков. Под ред. В.В.Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 2000. – 656 с.

ПРИЛОЖЕНИЕ А

Дополнительные формулы, встречающиеся в тексте

Оптимальное сопротивление нагрузки транзистора:

                                          ,                                   (А.1)

где     – максимальное значение выходной мощности, отдаваемой транзистором, справочная величина;

.

 

Значения элементов однонаправленной модели полевого транзистора:

                                                                    (А.2)

где    ;

 – сопротивление нагрузки.

 

Значения элементов однонаправленной модели биполярного транзистора:

                                                                             (А.3)

где     – максимально допустимое постоянное напряжение коллектор-эмиттер и постоянный ток коллектора.