МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РЕСПУБЛИКИ КАЗАХСТАН

  Некоммерческое  акционерное общество

«Алматинский университет знергетики и связи»

 

 

 

Б.Б. Ордабаев 

ЭЛЕКТРОНИКА И СХЕМОТЕХНИКА АНАЛОГОВЫХ УСТРОЙСТВ 2

 Учебное пособие

 

 

 

Алматы 2011

УДК 621.38(075.8)

ББК 32,85Я73

О67. Электроника и схемотехника аналоговых устройств 2

Учебное пособие/Б.Б. Ордабаев

АУЭС. Алматы, 2011.-84 с.

 

 

            ISBN 978-601-7307-26-4 

 

            Описаны принципы работы основных аналоговых электронных устройств на дискретных элементах и на интегральных микросхемах. Приведены структурные и принципиальные схемы, временные диаграммы.

            Учебное пособие предназначено для студентов, обучающихся по специальности   5В071900  –  Радиотехника, электроника и телекоммуникации и может быть использовано студентами специальностей 5В070200 – Автоматизация и управление и 5В070400 – Вычислительная техника и программное обеспечение.

            Табл.1, ил. 72, библ. – 5назв.  

 

                                                                                                           ББК 32,85Я73

  

            РЕЦЕНЗЕНТЫ: КазНТУ, канд. физ-мат. наук, доц.  А.К. Шайхин

                                        АУЭС, канд. техн. наук, проф. Т.М. Жолшараева 

 

            Печатается по плану издания Министерства образования и науки Республики Казахстан на 2011 г.

  

           ISBN 978-601-7307-26-4

 

©НАО «Алматинский университет энергетики и связи», 2011 г.

 

Содержание

 

Введение

  4

1  Принцип действия электронного усилителя                                    

  4

2  Основные характеристики усилителей                                             

  7

3  Прстейший усилительный каскад

12

4  Усилительные каскады с общей базой и с общим коллектором

17

5  Обратные связи в усилителях                       

22

6  Стабилизация рабочей точки и мощные усилительные каскады    

27

7  Широкополосные  и избирательные усилительные  каскады      

32

8  Генераторы синусоидальных колебаний              

37

Дифференциальный и операционный усилители      

39

10  Частотно-независимые схемы на  ОУ        

46

11  Частотно- зависимые  схемы  на ОУ           

51

12  Нелинейные схемы   на  ОУ                            

56

13  Схемы умножения и деления                            

61

14  Электронные ключи и ключевые схемы                  

64

15  Генераторы периодических колебаний на ОУ               

68

16  Аналого-цифровые   схемы                         

74

17  Схемы усилителей и радиоприёмников           

79

Список литературы                                            

83

  

 

                                                       Введение

Курс электроники и схемотехники аналоговых устройств 2 (ЭиСАУ2) имеет целью ознакомление студентов с применением электронных приборов в аналоговых электронных устройствах, осуществляющих приём, преобразование и передачу электрических сигналов в виде непрерывных функций времени. В отличие от аналоговых, в дискретных электронных устройствах, предназначенных для тех же целей, исходный непрерывный  сигнал  сначала преобразуется в последовательность  двоичных кодов  и затем полученная последовательность кодов подвергается  обработке с помощью цифровых интегральных микросхем (ИС) по заданной программе.

Действующие в дискретных (цифровых) устройствах сигналы ограничены определённым числом выбранных по времени и по уровню значений исходного сигнала, поэтому используется лишь часть информации о реальной физической величине. Следовательно, в дискретных устройствах неизбежны частичные потери исходной информации.

К преимуществам аналоговых устройств относится максимально достижимая точность и быстродействие. Недостатками являются низкая помехоустойчивость и нестабильность параметров, причинами которой являются внешние возмущения, такие как температура, влажность и т.д.

Функционирование почти всех аналоговых электронных устройств: усилителей, генераторов, фильтров, различных преобразователей и т.д. основано на принципе усиления электрических сигналов.

В учебном пособии изложены вопросы построения усилительных устройств с использованием транзисторов и аналоговых микросхем:  операционных усилителей (ОУ), усилителей низкой частоты (УНЧ), усилителей высокой частоты (УВЧ), широкополосных усилителей. Изложены вопросы генерирования электрических колебаний.  Описаны различные схемы на операционных усилителях, осуществляющие математические операции с сигналами. Уделено внимание также аналого-цифровым устройствам таким, как компараторы, умножители, преобразователи код-аналог, аналог-код, преобразователи напряжения в частоту, управляемые генераторы, ключи, таймеры.

 

1   Принцип действия электронного усилителя

 

Усиление сигналов – один из фундаментальных процессов аналоговой электроники. Принцип работы электронного усилителя, основные понятия, виды усилителей, их основные свойства.

 

1.1  Усилительные устройства, основные определения

 

Начнём с вопроса: если слабый сигнал подать на первичную обмотку повышающего трансформатора и  с  вторичной  обмотки  снять  напряжение

большее по значению, чем напряжение источника сигнала, будет ли это усилением? Ответ: увы, нет, в этом случае усиления не будет, т.к. мощность сигнала с выхода  вторичной обмотки не превысит мощности источника сигнала. Усилителем называется электронная схема, в которой маломощный входной сигнал управляет передачей гораздо большей мощности от источника питания к потребителю усиленного сигнала, т.е. к нагрузке, подключённой к выходу усилителя. Из этого следует, что усилитель должен иметь  две пары рабочих клемм: входные и выходные. К входу подключается источник слабого усиливаемого сигнала  (микрофон, приёмная антенна, термопара и т.д.).  Нагрузка усилителя подключается к выходу усилителя, она тоже  может быть разнообразной: громкоговоритель, катушка отклоняющей системы кинескопа телевизора или монитора, передающая антенна,  электромотор и т.д.

Усилитель также имеет выводы для подключения источника питания. Одна из входных клемм, одна из выходных клемм, а также один из полюсов источника питания подключаются, как правило, к общему проводу (ОП). Этот общий провод обычно соединяется с корпусом усилителя - заземляется.

 

1.2  Принцип усиления сигналов

 

Принцип работы усилителя поясняет схема  на рисунке 1.1. К источнику постоянного напряжения

ЕП подключены последовательно два

     

Рисунок 1.1 – Принцип усиления      Рисунок 1.2 – Временные диаграммы

 

сопротивления:  постоянный  резистор  RН   и  изменяемое сопротивление Rvar. Сопротивление  Rvar  изменяется под влиянием входного сигнала, при этом для воздействия на величину Rvar источник входного сигнала  затрачивает очень незначительную  входную мощность  Рвх.  Мощность, выделяемая  в  нагрузке   RН,   может  быть  весьма  значительной,  много большей, чем  Рвх, и эту мощность обеспечивает источник питания.

На  практике  обычно  возрастание  Uвх  приводит к уменьшению Rvar,

тогда зависимость между входным и выходным напряжениями будет иметь вид, показанный на рисунке 1.2. Из рисунка видно, что при отсутствии входного сигнала вплоть до момента времени  t1  (в режиме молчания) сопротивление Rvar неизменно и равно Rо. Поэтому неизменны также ток в цепи, равный Io, и напряжение на выходе  Uвых = Uо.   

При положительной полуволне входного сигнала сопротивление Rvar уменьшается, ток I возрастает, а выходное напряжение Uвых уменьшается, т.к. Uвых = Еп - I RН. При отрицательной полуволне Uвx картина меняется на обратную. Следовательно, выходное напряжение имеет противоположную фазу по отношению к входному. Изменения выходного напряжения ограничены сверху напряжением источника питания Еп, а снизу нулём, поэтому амплитуда Uвых не может превышать половины напряжения источника питания.

В качестве изменяемого сопротивления Rvar в схемах реальных усилителей используются биполярные и полевые транзисторы. В некоторых случаях, например, в усилителях сигналов СВЧ до сих пор применяют также и электронные лампы. Электронные приборы, сопротивление которых может изменяться под действием сигнала, называются активными элементами.

В схеме на рисунке 1.1 нижний проводник служит общим проводом (ОП) для входа и выхода,  сопротивление  Rvar тоже соединено с ОП. При анализе работы схем все напряжения в различных точках схемы отсчитываются, как правило, по умолчанию относительно ОП.

Предлагаем читателю самостоятельно проанализировать работу схемы, в которой сопротивления  RН  и  Rvar  поменялись местами,  и убедиться в том, что в этой схеме выходное напряжение будет совпадать по фазе с входным.

Наряду с рассмотренным принципом усиления – принципом изменяемого сопротивления, существуют и другие способы усиления: с использованием элемента с падающей вольтамперной характеристикой (на отрицательном сопротивлении), с перераспределением потока энергии, параметрическое усиление. В нашем курсе они изучаться не будут.

 

1.3  Классификация усилителей

 

Электронные усилители подразделяют по разным признакам:

- по назначению;

- по виду усиливаемых сигналов;

- по ширине полосы усиливаемого сигнала.

По назначению усилители бывают:

- усилители напряжения с коэффициентом усиления напряжения

Кu  = Uвых Uвх;

- усилители тока с коэффициентом усиления тока  Кu  = Iвых Iвх, где

Iвх- входной ток,   Iвых - выходной ток;

- усилители мощности с коэффициентом усиления мощности

Кр  = Рвых Рвх,  где Рвх- входная мощность;  Рвых – выходная мощность.

По виду усиливаемых сигналов различают:

- усилители гармонических сигналов;

- усилители импульсных сигналов.  

По виду частотных характеристик существуют (см. рисунок 1.2):

- усилители  постоянного  напряжения,  по  давней традиции  их  называют  усилителями постоянного тока (УПТ),  диапазон усиливаемых частот УПТ или полоса пропускания Δf = 0...fв, здесь  fв - верхняя грничная частота усиления,  так у хорошего осциллографа  Δf  простирается  от  0Гц до сотен мГц;

- усилители переменного напряжения с полосой пропускания Δf = fн...fв, здесь   fн – нижняя граничная частота усиления.

Усилители переменного напряжения в свою очередь делятся на:

- усилители низкой частоты, у которых  Δf fн, например, у звукового усилителя  класса Hi-Fi   fн ≈ 20Гц, а   fв ≈ 20кГц;

        

    Рисунок 1.3 Виды частотных характеристик различных усилителей

 

- широкополосные усилители, у них  Δf  ≈ fв,  так у видеоусилителя телевизора  fн  составляет единицы Гц, а  fв  ≈  6,5мГц;

- высокочастотные резонансные усилители с полосой пропускания Δf  fв, к примеру, усилитель радиоприёмника имеет Δf  ≈ 10кГц, а  fв  может составлять сотни  мГц;

- узкополосные  (избирательные)  усилители,  у  которых   fн ≈ fв,  например, 

f = 999Гц, в то время, как   fв =1001 Гц.  Набор таких узкополосных усилителей образует так называемый гребёнчатый фильтр, который используется, например, для анализа частотного спектра сигнала.

   

2   Основные характеристики усилителей

 

Основные технические показатели, необходимость согласования усилителя с источником сигнала и с нагрузкой. Оптимальные соотношения между входным сопротивлением усилителя и внутренним сопротивлением источника сигнала, а также между выходным сопротивлением усилителя и сопротивлением нагрузки. Частотные характеристики усилителя, сквозная характеристика.

 

2.1  Входные параметры усилителей

 

Источники входного усиливаемого сигнала по свойствам могут приближаться либо к источнику ЭДС, либо к источнику тока. Возьмём магнитоэлектрический микрофон, сопротивление его звуковой катушки очень мало, его можно считать источником ЭДС. Пьезоэлектрический микрофон наоборот,  является источником тока, т.к. сопротивление его кристалла очень велико и его значением в основном определяется ток входной цепи  Iвх  усилителя.

Входная цепь усилителя по отношению к источнику сигнала представляет собой нагрузку с комплексным сопротивлением Zвх, для простоты будем считать его чисто активным - Rвх.  На рисунке 2.1 показано подключение источника сигнала с ЭДС, равной Еи, к входу усилителя. Внутреннее сопротивление источника  Rи  вместе с входным сопротивлением  Rвх образуют делитель напряжения, так что напряжение на входе усилителя будет   Uвх = ЕиRвх/(Rи+Rвх).  Для того чтобы не было потери уровня сигнала, входное напряжение усилителя должно быть близким к ЭДС источника, для этого нужно выполнить условие Rвх Rи.

                      

            Рисунок  2.1 Подключение источника сигнала к входу и нагрузки к  выходу усилителя

 

2.2  Выходные параметры усилителей

 

Со стороны выхода усилитель  представляет собой источник с ЭДС, равной  Евыхотдающий в нагрузку  Rн   мощность  Рвых. Для согласования выхода усилителя с нагрузкой должны быть соблюдены условия, при которых потери мощности выходного сигнала будут небольшими. Это будет иметь место, когда выходное сопротивление Rвых и сопротивление нагрузки будут в соотношении  Rвых  Rн.

Из теории электрических цепей известно, что от источника в нагрузку передаётся    максимальная   мощность   при   равенстве   сопротивлений Rвых=Rн, но при этом полезная мощность в нагрузке и мощность, выделяеммая на выходном сопротивлении будут одинаковы. Это означает, что звуковой усилитель, отдавая, к примеру, 1кВт на громкоговорители, сам тоже будет нагреваться мощностью 1 кВт. КПД усилителя составит 50%, что совершенно неприемлемо для мощных усилителей.

 

         2.3  Коэффициенты усиления усилителей

 

Коэффициенты усиления бывают трёх видов:

по мощности   Кр = Рвых∕Рвх ,    по напряжению   Кu = UвыхUвх,    по току 

Кi = IвыхIвх.  В общем случае коэффициент усиления величина комплексная   К = /К/ е здесь / - модуль коэффициента усиления,

φ фазовый сдвиг между выходным и входным сигналами. Для многокаскадного усилителя, имеющего n  каскадов, общий коэффициент усиления определяется  произведением коэффициентов усиления каскадов   

                                                     К = К1 К2. . . Кn .

В ряде случаев, особенно в радиотехнике, более удобными являются логарифмические единицы представления коэффициентов усиления – децибеллы.  Децибелл – это  десятая часть десятичного логарифма отношения мощностей на выходе и на входе усилителя   Кр(дБ) = 10lg Кр. Для коэффициентов усиления напряжения и тока соотношения между логарифмическими и относительными величинами соответственно:

                                   Кu (дБ) = 20lg Кu;   Кi (дБ) = 20lg Кi.

Коэффициент усиления многокаскадного усилителя в децибеллах будет равен сумме коэффициентов усиления всех каскадов

                                Кu (дБ) =  Кu1(дБ)  +  Кu2(дБ) + . . .  Кun(дБ) .

 

2.5   Частотные характеристики усилителя

 

Информация, которую переносит аналоговый сигнал, сосредоточена целиком в его форме. Форма определяется содержанием гармонических составляющих (гармоник) сигнала. Для неискажённого усиления необходимо, чтобы соотношения между гармониками по уровню и фазовые соотношения между   ними   в   выходном  сигнале  были  бы  такими  же, как  и  в  входном

    

Рисунок 2.2 – Линейные (фазовые) искажения сигнала в усилителе

 

сигнале. Однако, разные гармоники сигнала усиливаются не одинаково, кроме того, разные гармоники в схеме усилителя сдвигаются во времени по отношению друг к другу, т.е. имеют различные фазовые сдвиги. Это приводит к искажениям формы выходного сигнала, искажения этого рода называются линейными (или фазовыми), поскольку они обусловлены линейными элементами схемы усилителя, в основном ёмкостями.  На рисунке 2.2 изображён входной сигнал, для простоты пояснения состоящий из двух гармоник  – первой  и  третьей.  В  усилителе  произошёл  сдвиг  фаз  между

гармониками, в результате выходной сигнал исказился до неузнаваемости.    

Зависимость  модуля  коэффициента  усиления  от  частоты  входного синусоидального сигнала – это амплитудно-частотная характеристика   (АЧХ).    Фазо-частотная характеристика (ФЧХ) отражает зависимость угла фазового сдвига между синусоидальным входным и выходным сигналами от частоты.  Виды АЧХ и ФЧХ усилителя переменного напряжения приведены на рисунке 2.3. На верхних и нижних частотах сигнала имеет место спад усиления   (так называемый завал АЧХ) по сравнению с усилением на средних частотах.  ФЧХ отображает фазовый (временной) сдвиг между выходным и входным синусоидальными сигналами в областях верхних и нижних частот, причём на нижних частотах выходной сигнал опережает по времени входной сигнал, а на верхних - отстаёт.

                    

Рисунок 2.3 – АЧХ  и ФЧХ  усилителя

 

Нижняя fн и верхняя fв граничные частоты рабочего диапазона соответствуют снижению усиления по сравнению с усилением на средних частотах в раза, т.е. на Здб. Идеальный неискажающий усилитель должен иметь горизонтальную АЧХ и линейную функцию ФЧХ (хотя и не обязательно горизонтальную), но такой усилитель не осуществим.

Удобным способом построения АЧХ и ФЧХ является применение логарифмической масштабной сетки, т.е. логарифмическая амплитудно-частотная  характеристика (JIAЧX) и логарифмическая фазо-частотная характеристика     (ЛФХ).      По    ординатам    откладывается       величина  

L(ω) = lg К (ω), дБ,   (см. рисунок 3.3).  По  оси  абсцисс откладывается значение lg (ω / ω0), где ω0 - произвольно выбранное значение угловой частоты,   соответствующее   началу  отсчёта.  Например,  можно  принять

ω0 = 2𝜋∙1,  т.е. считать  f = 1ГцПреимущества использования ЛАХ заключаются в том, что  амплитудно-частотные характеристики реактивных элементов аппроксимируются прямыми линиями. Наклон прямых линий при повышении частоты составит либо плюс (для ёмкости), либо минус (для индуктивности) 20 дБ на декаду. То есть при десятикратном изменении частоты ω имеет место изменение коэффициента усиления на 20дБ.  Схема, содержащая активное и реактивное сопротивления, имеет ЛАЧХ в виде двух прямолинейных отрезков, и наибольшее отклонение JIAЧX от точной АЧХ будет наблюдаться в точке их сопряжения  и  составит  3дБ.    Точка  сопряжения  соответствует   частоте ω соп = 1/τ ,  где τ - постоянная времени.

Для получения АЧХ сложной схемы, состоящей из последовательных звеньев, нужно перемножить их АЧХ. Для получения ФЧХ этой же схемы требуется сложение ФЧХ отдельных звеньев. Если используются ЛАЧХ отдельных звеньев, то общую ЛАЧХ находят путём сложения  их ЛАЧХ.

 

2.5 Амплитудная характеристика

 

Амплитудная (сквозная) характеристика отображает зависимость значения выходного сигнала от значения входного синусоидального сигнала Uвых = f (Uвх) на некоторой постоянной частоте в области средних частот (см. рисунок 2.4). Амплитудная характеристика имеет линейный участок, угол её наклона определяется величиной коэффициента усиления. Минимальный входной сигнал Uвxmin определяется уровнем собственных шумов усилителя. Нелинейность входной характеристики транзистора приводит к искажениям типа «ступенька». Максимальный входной сигнал Uвxmax определяется началом перехода характеристики к нелинейному участку, на котором начинается ограничение сигнала по амплитуде. Диапазон напряжений входного сигнала, который усиливается без существенных искажений, определяет динамический диапазон усилителя 

                              D = UвxmaxUвxmin.

                                            

Рисунок  2.4 – Амплитудная характеристика усилителя

 

Из-за кривизны амплитудной характеристики возникают нелинейные искажения, они тоже, как и линейные искажения, приводят к изменению формы усиливаемого сигнала. Если входной сигнал является гармоническим с частотой f, то на выходе образуется сигнал сложной формы, содержащий не

только первую гармонику частоты f, но и ряд высших гармоник: вторую (2 f ), третью (3 f ) и т.д., которых не было во входном сигнале. Меру нелинейных искажений,  коэффициент гармоник Кг, находят как квадратичную сумму значений гармоник выходного сигнала, отнесённую к значению его первой гармоники (обычно учитывают 3. . .5 гармоник).

                                            Кг = (U 22 f + U23 f +...1)1/2∕  U f .

Для качественных звуковых усилителей значение Кг 0,2%.     

 

3  Простейший усилительный каскад

 

Как работает простейший транзисторный усилительный каскад. Назначение элементов, режимы транзистора по постоянному току, анализ коэффициентов усиления, входное и выходное сопротивления, АЧХ.

 

3.1 Усилительный каскад на транзисторе с общим эмиттером

 

Основным схемным блоком большинства усилителей является каскад на сопротивлениях. Обычно усилитель состоит из нескольких ступеней – каскадов. Число их определяется необходимым коэффициентом усиления.

 Свойства транзистора как усилителя очень хорошо иллюстрируются коллекторными и базовыми статическими характеристиками. Коллекторные характеристики (см. рисунок 3.1,б) показывают, что в активной рабочей зоне транзистора коллекторный ток слабо зависит от коллекторного напряжения,

            

                а)                                                          б)                             

Рисунок 3.1 – Характеристики, поясняющие работу усилительного каскада

 

но сильно зависит от тока базы. Из этого следует, что для изменения тока коллектора необходимо менять ток базы. Изменения тока коллектора происходит вследствие изменения сопротивления коллектор-эмиттер транзистора, т.е. транзистор по сути дела является изменяемым сопротивлением, управляемым базовым током.

 Базовые характеристики (см. рисунок 3.1,а) в свою очередь показывают, как изменения напряжения входного сигнала на базе приводят к изменениям базового тока.

         Схема простейшего резистивного, т.е. имеющего в коллекторной цепи резистор Rк, усилительного каскада на транзисторе п-р-п с общим эмиттером

(ОЭ) приведена на рисунке 3.2.  К общему проводу транзистор соединён эмиттером. Переход база-эмиттер по постоянному току включён в прямом направлении. Через  p-n переход  база-эмиттер протекает постоянный ток базы покоя  IБ0   по цепи:

                        +Eп Rб Б → Э → ОП - Еп.                                      (3.1)    

На входной характеристике транзистора IБ = f(UБЭ) показана рабочая точка базы Р.Т.Б, эта точка определяет ток базы покоя IБ0  и напряжение на базе в режиме молчания UБ0 . Источник усиливаемого переменного сигнала имеет  ЭДС, равную Еи, и внутреннее сопротивление Rи. Предположим, что на верхней клемме источника в данное время  действует положительная полуволна сигнала, тогда входной ток Iвх будет в основном протекать по пути:

                  Ист → Rи →Ср1→ Б → Э → ОП → Ист.                           (3.2)

Ток  через переход  база–эмиттер  будет являться суммой  постоянного тока базы покоя  IБ0  и тока от источника сигнала Iвх, рабочая точка на входной характеристике транзистора переместится в сторону увеличения тока базы до величины IБ1, как  показано  на  рисунке  3.1,а.  При  отрицательной  полуволне  на верхней клемме источника сигнала входной ток потечёт по тому же пути, но в обратном  направлении,  т.е. навстречу току базы покоя IБ0,    и ток базы уменьшится до величины IБ2

              

Рисунок 3.2 – Схема простейшего усилительного каскада

 

Ток   базы  покоя   IБ0    определяется  сопротивлением   RБ   и   должен находиться   на  середине  линейного  участка   входной  характеристики транзисторя с тем, чтобы ток базы IБ  реагировал в равной мере на обе полуволны входного напряжения, такое положение рабочей точки Р.Т.Б  соответствует режиму усиления класса «А». С другими классами усиления: «В»  и  «С»  познакомимся позднее.

На семействе выходных характеристик транзистора обозначена рабочая точка      коллектора      Р.Т.К,     лежащая    на    пересечении   характеристики

IК = f(UКЭ)  (при  токе базы IБ0)  с  нагрузочной  линией.  Нагрузочная  линия

постоянного тока соединяет точку Еп с точкой  ЕпRк.   Угол  γ  между нагрузочной   линией    и  осью  напряжения   определяется   из  выражения

γ arctg (1RK). Рабочая точка определяет постоянный ток покоя коллектора IК0   и  постоянное напряжение коллектора в режиме молчания UК0. Постоянный ток коллектора течёт по цепи:

                               +Eп Rк К → Э → ОП -Еп.                                 (3.3)        

Одной из клемм источника выходного усиленного сигнала является коллектор, а другой – эмиттер.  Переменная составляющая тока коллектора

 будет протекать по двум параллельным маршрутам:

                              К Rк+Eп - Еп → ОП → Э,                                  (3.4)

                               К СР2 Rн → ОП → Э.                                               (3.5)

Полезным выходным током является ток, протекающий через нагрузку Rн, подключённую к выходу усилителя. Сопротивление для переменного коллекторного тока оказывается меньшим, чем для постоянной составляющей коллекторного тока. Отсюда следует, что нагрузочная линия переменного тока не будет совпадать с таковой для постоянного тока. Нагрузочная линия переменного тока проходит через ту же рабочую точку Р.Т.К, но под другим углом – γ1, который определяется из выражения   γ1 arctg( 1(Rк ⁄⁄ Rн).

Изменения базового тока из входной характеристики переносим на семейство выходных  характеристик,  на  рисунке 3.2–б  видно,  как  в  ответ на изменения базового тока меняется ток коллектора: току IБ1  соответствует ток  IК1 , току IБ2  соответствует ток  IК2.

Напряжение коллектора при этом меняется в пределах между UК1  и  UК2. Следет обратить внимание на то, что усиленное выходное напряжение находится в противофазе с входным.

Имея в виду, что масштабы осей  UКЭ и IК намного больше масштабов осей UБЭ и IБЭ, можно оценить превышение выходного сигнала по отношению к входному, и соответственно коэффициенты усиления напряжения   и  тока 

 

3.2  Назначение элементов схемы усилительного каскада

 

Простейший усилительный каскад переменного напряжения на транзисторе с ОЭ (см. рисунок 3.2) имеет на входе разделительный конденсатор СР1. Он служит для разделения (развязки) по постоянному току источника сигнала от базовой цепи транзистора. Если бы конденсатор СР1 отсутствовал, то постоянный ток через резистор  Rб  не втекал бы целиком в базу, некоторая его часть втекала бы в источник сигнала. Источник сигнала не является частью усилителя, к усилителю можно подключать разные источники с разными внутренними сопротивлениями, поэтому без конденсатора СР1  невозможно установить необходимое значение рабочего тока покоя базы  IБ0. Конденсатор  СР1 должен иметь очень малое ёмкостное сопротивление для входного тока Iвх вплоть до низшей частоты спектра входного сигнала.

На  выходе разделительный конденсатор  СР2  служит для развязки по

постоянному току внешней нагрузки Rн от коллекторной цепи транзистора. При отсутствии  СР2  постоянный ток через резистор Rк  не втекал бы  полностью в коллектор, а какая-то его часть протекала бы через нагрузку Rн.  Без  СР2  невозможна установка тока покоя коллектора  IК0. Конденсатор  СР2 должен иметь очень малое ёмкостное сопротивление для выходного тока Iвых вплоть до низшей частоты спектра сигнала.

Резистор Rб служит для задания тока покоя базы IБ0 , т.е. для установления рабочей точки базы. Резистор Rк служит для превращения изменений коллекторного тока, вызванных изменениями базового тока, в изменения напряжения на коллекторе, т.е. в выходной сигнал.

 

3.3 Анализ параметров усилительного каскада ОЭ

 

Анализ параметров имеет целью определить выражения для основных параметров: входное сопротивление Rвх, выходное сопротивление Rвых, коэффициенты усиления по току Кi,  и по напряжению Кu. При анализе мы не будем обращаться к эквивалентной схеме замещения транзистора, наша цель – получить упрощённые выражения, пользуясь путями протекания токов. 

Входное сопротивление в общем виде величина комплексная, но в области средних частот его можно считать чисто активным, т.к. влиянием паразитных ёмкостей транзистора: базо-эмиттерной СБЭ и базо-коллекторной  СКЭ   на входной ток  можно пренебречь. Входной ток от источника сигнала протекает по последовательной цепи  (3.2), в ней имеются два элемента, которые оказывают ему сопротивление, это внутреннее сопротивление источника  Rи  и сопротивление перехода база-эмиттер переменному току, т.е. параметр транзистора  h11.  Сопротивлением ОП и ёмкостным сопротивлением ХСр1 тоже можно пренебречь, т.к. ёмкость  СР1   велика. В таком случае входное сопротивление  Rвх  каскада

                                            Rвхh11.                                                         (3.6)

Коэффициент усиления напряжения тоже оценим для средних частот,  напишем выражение для входного (базового) переменного тока

                                          iВХ = Еи (Rи + h11),

тогда по закону Ома переменное напряжение на входе усилителя 

                                      uВХ  =  iВХ Rвх = Еи h11 (Rи + h11).

Переменная составляющая коллекторного тока iК в  h21  раз больше переменного базового тока   iК = h21Еи (Rи + h11). Параметр транзистора h21  обычно обозначают буквой  β. Переменный коллекторный ток согласно с (3.4) и (3.5) протекает через параллельно соединённые сопротивленияи, создавая падение напряжения, которое является усиленным выходным сигналом

                                     uK = uВЫХ =  iК RкRн∕(Rк + Rн).

Коэффициент  усиления  напряжения равен  Кu = uВЫХ  uВХ ,  поэтому

в окончательном виде получим

                                                              Кu = h21(Rк ⁄⁄ Rн) h11,                                              (3.7)

здесь  (Rк ⁄⁄ Rн) – параллельно соединённые сопротивления  Rк и Rн.

Коэффициент усиления тока по определению равен  Кi = iН  /iВХ , т.к.полезным усиленным током является переменный ток, протекающий через внешнюю нагрузку Rн, а не ток через Rк. По закону Ома перменный ток нагрузки   iН  = uВЫХ / Rн, в окончательном виде будем иметь

                                  Кi = h21 (Rк ⁄⁄ Rн) Rн.                                                  (3.8)

Таким образом, каскад ОЭ даёт усиление сигнала и по току и по напряжению.

При анализе выходного сопротивления каскада обратим внимание на часть переменного тока коллектора (3.4), протекающую через резистор Rк и далее через источник питания усилителя. Здесь важно иметь в виду, что сопротивление источника питания для переменных токов всегда равно нулю. Это объясняется тем, что на выходах вторичных источников питания устанавливают большие ёмкости для сглаживания пульсаций, химические же источники можно представить в виде конденсаторов большой ёмкости.

Таким образом, по отношению к внешней нагрузке Rн можно считать, что коллкторный резистор Rн и внутреннее сопротивление коллектор-эмиттер транзистора   соединены параллельно. Это параллельное соединение образует выходное сопротивление усилительного каскада, поэтому можем записать

                                      Rвых = Rк ⁄⁄(1 h22),                                                   (3.9)

где  параметр  h22 – выходная дифференциальная проводимость транзистора.

В  большинстве  практических  случаев  Rк = 1. . .10 ком,  а величина  1/h22 много больше, поэтому выходное сопротивление можно с достаточной точностью считать   Rвых  Rк.

Сопротивление нагрузки  Rн должно быть в 3...5 раз больше, чем коллекторный резистор Rк для того,чтобы нагрузка в меньшей степени шунтировала резистор Rк по переменному току, тогда коэффициент усиления в основном будет определяться резистором  Rк.

 

3.4  Частотные характеристики усилительного каскада ОЭ

 

Схема усилительного каскада содержит разделительные конденсаторы СР1 и СР2, их ёмкостные сопротивления проявляются в области нижних частот. Так,     конденсатор    СР 1   и    входное    дифференциальное   сопротивление

           

       Рисунок 3.3 – Логарифмическая  амплитудно-частотная характеристика 

 

транзистора h11 образуют фильтр высоких частот, плохо пропускающий низкие частоты, его частота сопряжения  ωС1 = 1 h11СР1.  Конденсатор СР2 и

сопротивление нагрузки Rн тоже образуют фильтр высоких частот с частотой

сопряжения ωС2 = 1RнСР2. В общем случае частоты сопряжения не одинаковы и большая из них будет определять нижнюю граничную частоту ωН, к примеру  ωС2 ωС1, как показано на рисунке 3.3, где изображена ЛАЧХ усилителя. Таким образом, разделительные конденсаторы СР1 и СР2  определяют АЧХ в области низких частот. 

В схеме усилительного каскада имеются не только элементы, имеющие  прямое назначение, но присутствуют и так называемые паразитные,  вредные параметры транзистора, которые устранить невозможно. На рисунке 3.2 показаны внутренние паразитные ёмкости р-п переходов транзистора: базо-эмиттерная СБЭ  и базо-коллекторная СБК , для наглядности они соединены пунктирными проводниками с выводами транзистора.

Ёмкость СБЭ подключена параллельно входному сопротивлению h11 транзистора: СБЭ ⁄⁄ h11. Вместе с внутренним сопротивлением Rи источника сигнала  параллельное соединение СБЭ ⁄⁄ h11 образует  RС–цепочку в виде фильтра низких частот, которая плохо пропускает высокие частоты. Этот фильтр имеет частоту сопряжения  ωС3 в области высоких частот.

         К паразитной ёмкости СБК , подключенной между базой и коллектором, со стороны базы приложено входное напряжение Uвх, а со стороны коллектора – выходное напряжение Uвых = - Ки Uвх. Не забываем, что оба напряжения отсчитываются относительно ОП. К ёмкости СБК  приложено напряжение примерно в Ки раз большее, чем к входу, поэтому ток, текущий через СБК, примерно в Ки раз больше тока, который протекал через него, если бы к нему было приложено только напряжение Uвх. Это равносильно увеличению ёмкости СБК приблизительно в Ки раз по сравнению с её значением, приводимым в справочнике. Она называется динамической входной ёмкостью транзистора СБК1 Ки СБК, она имеет решающую роль в определении верхней границы ωВ  частотной характеристики. Таким образом, паразитные ёмкости транзистора СБЭ  и  СБК   определяют спад (завал)  АЧХ в области высоких частот.

В схеме многокаскадного усилителя присутствует большое число разделительных конденсаторов и множество паразитных ёмкостей, поэтому его ЛАЧХ  имеет большее число частот сопряжения как в области низких, так и в области высоких частот.

 

4   Усилительные каскады с общей базой и с общим коллектором

 

Отличительные особенности усилителей с общей базой  и с общим коллектором, их отличия от каскада с общим эмиттером, их полезные качества, усилители на полевых транзисторах.

 

4.1  Усилитель напряжения по схеме с общей базой

 

Схема простейшего усилительного каскада с общей базой (ОБ) показана на рисунке 4.1. К общему проводу транзистор соединён базой через блокировочный конденсатор большой ёмкости СБЛ, поэтому база находится по нулевым потенциалом по переменному напряжению относительно ОП. Резистор Rк так же, как в схеме ОЭ, является коллекторным сопротивлением по постоянному току и определяет усилительные свойства каскада. Разделительные конденсаторы СР1 и СР2  имеют то же назначение, что и в каскаде ОЭ. Базовый резистор и эмиттерный резистор служат для задания тока покоя  эмиттера. Кроме того, эмиттерный резистор предназначен также и для того, чтобы  предотвратить короткое замыкание  входного тока на ОП.         

Источник входного переменного усиливаемого сигнала своим верхним концом соединён с эмиттером, а нижним через конденсатор СБЛ – с базой так, что большая часть входного переменного ток источника течёт по цепи

                        Ист → Rи →Ср1→ Э → Б → СБЛ → О.П.→ Ист.                 (4.1)

Другая часть входного тока протекает по параллельной цепи

                            Ист → Rи → Ср1Rэ → О.П.→ Ист.                              (4.2)                

              

                Рисунок 4.1– Схема усилительного каскада с общей базой

 

Если в данный момент на верхнем выводе источника присутствует положительная полуволна сигнала, то ток  через  p-n переход  база–эмиттер  будет направлен встречно по отношению к току базы покоя. Это приведёт к уменьшению тока покоя эмиттера на величину амплитуды входного тока IВХ, соответственно уменьшится падение напряжения на сопротивлении Rк от протекания тока IК коллектора и напряжение на коллекторе повысится. Таким образом, положительная полуволна входного сигнала вызовет положительную  полуволну  коллекторного  напряжения,  т.е.  каскад  ОБ, в отличие от каскада ОЭ, не переворачивает выходной сигнал по фазе относительно входного.

Построение нагрузочной линии по постоянному и переменному токам и выбор рабочей точки производится по той же методике, что и для схемы ОЭ. Отличие только в том, что в данном случае используются входная IЭ = f(UБЭ) и выходная IК = f(UБК) характеристики при включении транзистора с ОБ. Входным переменным током схемы ОБ является ток эмиттера IЭ, который много   больше   входного   тока    IБ    схемы   ОЭ,   следовательно,   входное

сопротивление Rвх  каскада с ОБ много меньше, чем у схемы ОЭ 

                                    Rвх = h11Б   ⁄⁄ Rэ  h11Б ,                                                 (4.3)

т.к. оно представпяет собой параллельное включение параметра транзистора h11Б  и резистора Rэ

Численное значение   h11Б   в десятки – сотни раз меньше, чем h11Э  и для  маломощных транзисторов составляет десятки Ом.

Выходные характеристики транзистора с ОБ идут практически параллельно оси напряжения, следовательно выходная дифференциальная проводимость  h22Б   каскада ОБ значительно меньше, чем  h22Э   у каскада ОЭ.  Выходное сопротивление каскада ОБ

                                       Rвых = h22Б ⁄⁄ Rк   Rк.                                               (4.4) 

Коэффициент усиления напряжения Ки схемы ОБ примерно такой же, как и у каскада ОЭ  Ки  В отличие от схемы ОЭ каскад ОБ не усиливает ток, т.к.  токи  эмиттера  и  коллектора   практически   одинаковы,   следовательно h21Б  Параметр h21Б транзистора с ОБ обычно обозначают  буквой  α.  Усиление сигнала по мощности у каскада ОБ меньше, чем у схемы ОЭ, поскольку сигнал усиливается только по напряжению. 

Схема каскада с  ОБ  широко применяется в высокочастотных усилителях в виду того, что  входная и выходная цепи разделены друг от друга заземлённой по переменному сигналу базой. Благодаря этому  в каскаде  ОБ коэффициент внутренней паразитной обратной связи очень мал, что обеспечивает устойчивость работы ВЧ- усилителей.     

 

4.2   Усилитель напряжения по схеме с общим коллектором 

   

Схема  простейшего  усилительного  каскада  с  общим  коллектором   (ОК) показана на рисунке 4.2. К общему проводу транзистор соединён эмиттером через резистор Rк, а коллектор подключён к источнику питания,  поэтому коллектор находится по нулевым потенциалом по переменному напряжению относительно ОП,  (не забываем о нулевом сопротивлении источника питания для переменного тока).

 Разделительные конденсаторы СР1 и СР2  имеют то же назначение, что и в каскадах ОЭ и  ОБ.   Базовый резистор  Rб  служит для задания  тока  покоя

базы. Эмиттерный резистор является сопротивлением по постоянному току так же, как и в схеме ОЭ и его значением определяется положение нагрузочной линии на выходной характеристике транзистора.

Источник переменного сигнала своими выводами подключён к базе и коллектору (через ОП и источник питания), при положительной полуволне на верхней клемме входной ток IВХ  усилителя в основном протекает по цепи:

                        Ист → Rи →Ср1 → Б → Э → Rэ → О.П.→ Ист.                 (4.5)

Током через RБ  пренебрегаем ввиду его малости. Направление входного тока от источника сигнала при этом совпадает с направлением тока базы покоя IБ0, базовый ток увеличивается, соответственно увеличиваются токи коллектора и эмиттера, возрастает падение напряжения на резисторе  Rэ, т.е. выходное напряжение.  Таким образом, положительная полуволна входного сигнала вызовет положительную полуволну выходного напряжения, т.е. каскад ОК, в отличие от каскада ОЭ, не переворачивает выходной сигнал по фазе относительно входного.     

Применим закон Кирхгофа  к  контуру протекания входного тока

                                          Uвх - IВХ h11Э  - Uвых  = 0,                                        (4.6)

произведение  IВХ h11  мало, т.к. мало значение базового тока, следовательно

                                            Uвых  Uвх,                                                           (4.7)

                        

           Рисунок 4.2 – Схема усилительного каскада с общим коллектором

 

и коэффициент усиления по напряжению каскада ОК

                                           Ки 1.                                                                      (4.8)

Выходной сигнал каскад ОК практически повторяет значение входного сигнала без переворачивания его фазы, поэтому его обычно  называют эмиттерным повторителем  (ЭП).

Переменная составляющая коллекторного тока в  h21Э  раз больше входного (базового)  тока   IК = h21Э IВХ  ,  а переменный эмиттерный ток  равен сумме коллекторного и базового переменных токов  IЭ = h21Э IВХ  + IВХ ,  следовательно коэффициент усиления тока

                                       Кi = IЭ  IВХ  = h21Э  + 1 ≈  h21Э  .                                                   (4.9)

Входное напряжение ЭП согласно (4.5) можно записать в виде   

Uвх = IВХ h11Э + IЭ Rэ = IВХ h11Э + IВХ (h21Э  + 1) Rэ.    Входное сопротивление по закону Ома    Rвх = Uвх IВХ   в окончательном виде  запишется

                               Rвх = h11Э + (h21Э  + 1) Rэ  ≈ h21Э  Rэ  .                              (4.10)

Входное сопротивление эмиттерного повторителя зависит от сопротивления параллельно соединённых эмиттерного резистора и сопротивления внешней нагрузки, оно может достигать больших значений, много больших, чем у каскада ОЭ.

Выходное сопротивление ЭП представляет собой параллельное соединение эмиттерного резистора Rэ и внутреннего сопротивления коллектор-эмиттер транзистора, оно очень мало по сравнению с каскадом ОЭ.   Большое входное и малое выходное сопротивления ЭП являются его полезными качествами, которые используются для  согласования источника  сигнала с высоким внутренним сопротивлением  Rи и входом усилителя с сравнительно небольшим входным сопротивлением Rвх. В таких случаях в первом каскаде усилителя применяют  ЭП, а затем ставят каскады ОЭ.   Эмиттерный повторитель удобен также и для согласования низкого сопротивления внешней нагрузки  Rн  с сравнительно большим выходным сопротивлением усилителя Rвых. В таком случае в качестве выходного каскада тоже применяют ЭП, как мы увидим в дальнейшем,  выходными каскадами операционных усилителей являются эмиттерные повторители.

 

4.3   Усилители напряжения на полевых транзисторах

 

По  аналогии  с  усилителями  на   биполярных   транзисторах,   полевые

транзисторы (ПТ) также могут быть включены в схемы усилительных каскадов по-разному: с общим истоком (ОИ) - аналог схемы ОЭ, с общим стоком (ОС) - аналог схемы ОК, с общим затвором (ОЗ) - аналог схемы ОБ. В зависимости от вида стоко-затворной характеристики ПТ в усилителях могут применяться схемы без смещения напряжения на затворе, с положительным смещением и с отрицательным смещением. На рисунке 4.3 для примера дана схема усилителя с ОИ без смещения, исток подключен к общему проводу, постоянное напряжение на затворе относительно  истока  равно  нулю.   В  полевых  транзисторах   отсутствует постоянный ток затвора, в отличие от тока базы покоя в биполярных транзисторах, поэтому нет и падения напряжения на резисторе Rз. Если необходимо иметь постоянное напряжени смещения на затворе в схему вводят резистор в цепь эмиттера и шунтируют его конденсатором большой ёмкости. Падение напряжения, создаваемое током канала, будет равно постоянному напряжению покоя на затворе.         

Разделительные конденсаторы СР1 и СР2  имеют то же назначение, что и в каскадах на биполярных транзисторах.   Резистор Rз, соединяющий затвор с общим проводом,  служит для того, чтобы обеспечить путь протекания  тока источника сигнала:  при его отсутствии не было бы пути для стекания заряда с ёмкости затвор-канал транзистора на ОП.  Стоковый резистор  Rс  является

                   

                     Рисунок 4.3 – Схема усилителя с общим истоком 

 

сопротивлением по постоянному току так же, как и в схемах  ОЭ и ОБ, его значением определяется положение нагрузочной линии на семействе выходных характеристик транзистора.  Коэффициент усиления напряжения каскада ОИ равен

                                                  Ки = S (Rс ⁄⁄ Rн),                                             (4.11)

где  Sкрутизна стоко-затворной характеристики транзистора, (берётся из справочника);

 Rс – сопротивление в цепи стока транзистора;

 Rн – сопротивление внещней нагрузки.

Усилители на ПТ выгодно отличаются от схем на биполярных транзисторах намного более высоким входным сопротивлением и меньшим уровнем шумов (поскольку ток обусловлен носителями заряда только одного вида; либо электронами, либо дырками).

Схема ОС, как и её аналог - схема ОК, имеет большое входное и малое выходное сопротивления по сравнению с схемой ОИ, коэффициент усиления напряжения меньше 1,  например,  0,99.  Выходной сигнал совпадает по фазе с входным, поэтому схему ОС называют истоковым повторителем. Схема ОЗ, как и схема ОБ, находит применение в высокочастотных устройствах.

  

5   Обратные связи в усилителях 

   

Обратная связь – подача части выходного сигнала обратно на вход усилителя. Виды обратной  связи по знаку,  способы  подачи обратной связи, изменения параметров усилителя при охвате его обратной связью.

 

5.1 Виды обратной связи

 

Обратная связь (ОС), существующая внутри транзистора, является паразитной внутренней в отличие от внешней ОС, осуществляемой искусственно при помощи дополнительных элементов схемы. Внутреней паразитной связью нельзя управлять, и она изменяет свойства усилителя в нежелательную сторону: вызывает завал АЧХ на ВЧ или может привести к самовозбуждению – усилитель становится генератором.

При внешней ОС часть выходного сигнала подают обратно на вход схемы, как показано на структурной схеме (см. рисунок 5.1). Усилитель, изображённый в виде малого прямоугольника, имеет коэффициент усиления 

         

Рисунок 5.1– Структурная схема усилителя с обратной связью

К = Uвых Uвх.  Часть выходного Uвых напряжения  подаётся обратно на вход  в   виде  напряжения   Uос   обратной связи,    Uос = γ Uвых,   здесь    γ

коэффициент ОС                                           

                                            γ =  Uос Uвых.                                                      (5.1)

Цепь ОС  представляет  собой  делитель  напряжения  с  коэффициентом передачи  γ  = R2 (R1+ R2), значение  γ  может находиться в пределах от нуля

до   единицы. Усилитель, охваченный ОС будет представлять собой новую структуру в виде большого штрихового прямоугольника и будет иметь коэффициент усиления напряжения К1, напряжение на его входе U1вх. Напряжение Uос  и напряжение U1вх входа охваченного ОС усилителя могут складываться, тогда  Uвх = U1вх +Uос.  Такая обратная связь называется положительной (ПОС). Если же Uос вычитается из U1вх,  то в этом случае Uвх = U1вх – Uос,  обратная связь будет отрицательной (ООС).  В усилителях применяются главным образом отрицательные обратные связи.

Суммирование или вычитание напряжений U1вх и  Uос  зависит от того, в каких фазовых отношениях находятся между собой сигналы U1вх и  Uос.  А это в свою очередь обусловлено фазами входного U1вх и выходного Uвых  напряжений. На рисунке 5.1 напряжения U1вх и Uвых  находятся в противофазе, а напряжение Uос повторяет фазу выходного сигнала, следовательно  сигналы  U1вх и  Uос  тоже  находятся в противофазе, поэтому в усилителе присутствует ООС.  В цепях ОС обычно используются пассивные четырёхполюсники, а два четырёхполюсника – усилитель и цепь ОС, можно соединить между собой 4 способами, что и определяет вид ОС. Так,  усилитель на рисунке 5.1 охвачен  последовательной ООС по напряжению, поскольку источник сигнала и выход цепи ОС соединены  последовательно, а сигнал ОС - это часть выходного напряжения Uвых.

На рисунке  5.2 показана схема усилителя с последовательной ОС по току. В  цепь ОС подаётся падение напряжения, создаваемое выходным током  Iвых  на сопротивлении связи Rсв, а сигнал  Uос подаётся последовательно с сигналом источника. Сопротивление связи Rсв и сопротивление внешней нагрузки Rн  должны находиться в соотношении  Rн, с тем, чтобы выходной ток определялся главным образом сопротивлением нагрузки.

                

Рисунок 5.2  Усилитель, охваченный последовательной ОС по току

 

На рисунке 5.3  показана  схема усилителя с параллельной ОС по напряжению. Сигнал ОС и сигнал источника сигнала складываются на входном сопротивлении усилителя (суммирование токов).  Коэффициент обратной   связи   γ    можно  определить   методом   наложения.   Закоротим

источник сигнала  (Еи = 0), тогда   

                              U вх =Uвых  (Rвх ⁄⁄ Rи) (Rос+(Rвх ⁄⁄ Rи)),                        (5.2)

коэффициент γ  обратной связи

                                   γ = (Rвх ⁄⁄ Rи) (Rос+(Rвх ⁄⁄ Rи)).                                   (5.3)

Коэффициент γ зависит от  внутреннего сопротивления  Rи источника сигнала. Из выражения (5.2) следует, что ОС сильнее выражена при большом сопротивлении источника сигнала.         

Рисунок 5.3 – Усилитель, охваченный  параллельной ОС по напряжению

 

Схема усилителя с параллельной ОС по току показана на рисунке 5.4. Сигнал ОС  представляет  собой  падение  напряжения,  создаваемое  выходным током  Iвых на сопротивлении связи Rсв, а сигнал  Uос подаётся параллельно с сигналом источника.

Применяются также и комбинированные схемы ОС.  В частотно-независимой ОС свойства цепи ОС не зависят от частоты. Если цепь ОС передаёт сигнал с выхода на вход по-разному для разных частот, то её называют   частотно-зависимой,  для  этого  цепь ОС  должна  содержать  реактивные элементы. Частотно-зависимая ОС применяется в схемах                                 

фильтров и генераторов. Глубиной ОС или фактором связи F называют отношение коэффициента усиления Ки без ОС к величине коэффициента усиления при включенной ОС  F = К К1 = (1 + γ К). Значение глубины ОС может составлять от нескольких единиц до нескольких тысяч.

        

Рисунок 5.4 – Усилитель, охваченный параллельной ОС по току

 

 

5.2 Влияние ОС на параметры усилителя

 

Для упрощения выкладок будем считать,  что фазовые сдвиги в пепях

усилителя и в цепи ОС отсутствуют, то есть спектр входного сигнала лежит в области средних частот усилителя.

5.2.1  Коэффициент усиления напряжения.

Если без ООС выходное напряжение усилителя Uвых = К Uвх , то после включения ООС напряжение Uвх будет представлять собой разность между

входным напряжением U1вх и сигналом Uос

                                      Uвх = U1вх – Uос.  

Выходное напряжение охваченного ООС  усилителя составит

                                   Uвых = К1 U1вх = К (U1вх - Uос),                                (5.4)

из выражений  (5.1) и (5.4) следует, что

                                      К1 = К (1 + γ К),                                                (5.5)

т.е. усиление уменьшается в  F  раз.

Нетрудно убедиться в том, что при охвате усилителя ПОС, когда

Uвх = U1вх + Uос, выражение принимает вид

                                          К1 = К (1  γ К),                                            (5.6)

то есть усиление возрастает.                                           

 

5.2.2  Входное сопротивление.

При параллельной ОС по напряжению (см. рисунок 5.3)  фактические направления токов совпадают с принятыми в теории четырёхполюсников, при этом входной ток охваченного ОС усилителя I1вх = Iвх + Iоc.                      Собственное     входное     сопротивление    неохваченного   ОС    усилителя

Rвx = Uвх Iвх  h11,  выражение для входного сопротивления охваченного ОС усилителя 

                                R1вx= U1вх I1вх = U1вх (Iвх + Iоc)                             (5.7)

показывает, что входная цепь усилителя с параллельной ООС потребляет больший ток от источника сигнала, из чего следует вывод об уменьшении входного сопротивления. Физически это объясняется тем, что параллельно входному сопротивлению подключено сопротивление обратной связи, напряжение на котором  в (1+К) раз больше  входного напряжения.

Ток Iоc через сопротивление Roc равен  Iоc = (Uвх– Uвых) Roc. Усилитель инвертирующий (переворачивающий) фазу  Uвых= – К1U1вх, тогда  Iос = (1+К) U1вх / Roc   и входное сопротивление уменьшается

                                   R1ocR вx Rос (Rос+(1+К) R вx).                           (5.8)

При последовательной ООС (рисунок 5.1) напряжение Uвх на входе собственно усилительной схемы меньше напряжения на входе охваченного усилителя U1вх, т.к. Uвх = U1вх – Uос. Входное сопротивление охваченного усилителя  R1oc = U1вх I1вх, отсюда следует, что в усилителе с последовательной ООС оно увеличивается в фактор связи раз

                                      R1oc = (1 +  γ К) R вx = F R вx.                                  (5.9)

 

 

5.2.3  Выходное сопротивление.

Влияние ОС по напряжению на выходное сопротивление выясним, анализируя зависимость Uвых  и  Iвх  при постоянной величине сигнала источника.  Как известно, выходное сопротивление равно отношению выходного напряжения в режиме ХХ к току в режиме КЗ. В режиме КЗ  не будет действовать ОС по напряжению, и ток на выходе окажется таким же, как и у неохваченного усилителя. Что касается режима ХХ, то напряжение на выходе охваченного усилителя будет меньше, чем у неохваченного усилителя в число раз, равное фактору связи при ХХ, следовательно, во столько же раз уменьшится выходное сопротивление

                                             R1вых = R выx (1 +  γ Кхх).                             (5.10)

Так, эмиттерный повторитель является примером усилителя с 100% ОС по напряжению. При необходимости иметь малое выходное сопротивление, как, например, в стабилизаторах напряжения, применяют ОС по напряжению.

ОС по току оказывает противоположное влияние на выходное сопротивление. Т.к. ОС по току не действует в режиме ХХ и выходное напряжение такое же, как и без ОС, а в режиме КЗ из-за обратной связи в F раз уменьшается выходной ток, то это означает, что выходное сопротивление увеличивается в F раз. ОС по току применяют, если необходимо  иметь  токовый выход  усилителя,  когда выходной  ток  не меняется при изменениях внешней нагрузки усилителя.

     

5.3  Стабильность коэффициента усиления и расширение АЧХ

 

Существует много причин, приводящих к изменению коэффициента усиления в усилителе без обратной связи. К ним относятся непостоянство напряжения источников питания, колебания температуры. Очень сильно температура влияет на характеристики транзисторов, особенно на параметр  h21,  коэффициент передачи тока базы. Большинство этих факторов можно ослабить введением ООС, а неизбежная при этом потеря усиления легко восполняется добавлением дополнительно  одного-двух каскадов.

Коэффициент усиления усилителя с ООС  К1 = К (1 + γ К),  при большом значении величины  γ К,  называемой петлевым усилением,  он определяется главным образом параметрами цепи ОС   

                                                    К1 1 γ.                                                     (5.11)

Цепь ОС, собираемая из пассивных элементов, не меняет своих параметров под воздействием температуры, поэтому достигается высокая стабильность. В качестве примера возьмём усилитель с коэффициентом усиления К = 104. После  введения ООС  с   γ =10-2    усиление  такой  схемы  уменьшится  до Кос = 102, при этом стабильность коэффициента усиления возрастает значительно – в 100 раз.

Введение в усилитель ООС приводит к расширению его полосы пропускания. Снижение коэффициента усиления неохваченного усилителя в областях НЧ и ВЧ относительно средних частот можно трактовать как воздействие дестабилизирующего фактора. Тогда в охваченном усилителе относительное уменьшение усиления на НЧ и ВЧ будет в  (1 + γ К) раз меньше. Таким образом, одинаковое относительное уменьшение усиления наступит при большем отклонении чатсоты, т.е. полоса пропускания расширится как в сторону НЧ, так и в сторону ВЧ.     

В усилителях c ООС снижаются также нелинейные искажения, фон источника питания и шумы, создаваемые  транзисторами.

 

6   Стабилизация рабочей точки и мощные усилительные каскады

 

Необходимость удержания заданного режима работы транзисторов  при их нагреве,  особенно в  мощных    усилителях.    Использование     ООС    для

стабилизации рабочей точки, виды мощных усилителей, их особенности.

 

6.1  Стабилизация рабочей точки усилительного каскада

 

Рассмотрим схему простейшего усилительного каскада на рисунке 3.2. Ток базы покоя  I Б0   задаётся резистором Rб и рабочая  точка  РТ  располагается  на  пересечении  кривой  при базовом токе  I Б0    с нагрузочной линией.

      

                           а)                                                                       б) 

Рисунок 6.1 Дреф коллекторных характеристик при повышении температуры (а),  схема термостабилизированного каскада с ОЭ (б)

 

На рисунке 6.1 сплошными линиями изображены характеристики при комнатной температуре (20ОС), а штриховыми при повышенной температуре. При нагревании транзистора  характеристика при IБ0   поднимается вверх, на рисунке 6.1,а  это штрихрвая линия  I1Б0,  хотя базовый ток остался тем же самым. Рабочая точка приняла новое положение РТ1, это привело к   увеличению тока покоя коллектора от значения IК0  до  I1К0   и уменьшению напряжения покоя коллектора от UК0  до U1К0. Разумеется, дрейф рабочей точки от её первоначального положения приводит к большим нелинейным искажениям, т.к. для отрицательной полуволны переменной составляющей коллекторного напряжения не остётся достаточного пространства вдоль оси напряжений.        

Для того, чтобы сохранить положение рабочей точки в её первоначальном положении, нужно принять меры для автоматического уменьшения тока базы покоя при повышении температуры. Для этого в схему каскада вводят резисторы R1, R2, R3 и конденсатор Сэ  (см. рисунок 6.1,б). В схеме применяется ООС по постоянному напряжению, которое создаётся протеканием постоянного тока эмиттера через сопротивление Rэ. Резисторы R1 и R2 образуют делитель напряжения, назначение которого – поддерживать неизменым напряжение UБ на базе относительно общего провода при температурном  увеличении  тока базы  IБ0 ,  а  для этого ток  делителя   IДЕЛ  должен быть в несколько раз больше тока IБ0

Повышение температуры вызывает увеличение коллекторного (и эмиттерного) тока покоя  IК0 , а следовательно – и напряжение эмиттера UЭ (относительно ОП). Напряжение база – эмиттер UБЭ = UБ UЭ , но, поскольку напряжение базы UБ неизменно, то UБЭ уменьшается и уменьшается также базовый ток покоя IБ0 .  В результате рабочая точка сохраняет свое положение вблизи первоначального.

Конденсатор СЭ необходим для того, чтобы блокировать ООС по переменному току, через него протекает входной переменный ток источника сигнала, а также выходной переменный ток нагрузки. Если бы не было СЭ, тогда эти токи протекали бы через  Rэ,  и в схеме имелась бы ООС не только по постоянному току, но и по переменному сигналу.

Для того, чтобы получить ещё большую стабильность в широком диапазоне температур, особенно в усилителях мощности, используют нелинейные термочувствительные сопротивления (термисторы, диоды) в роли элементов делителя в цепи базы. Термочувствительные элементы должны иметь плотный тепловой контакт с транзисторами.

 

6.2 Усилители мощности

 

Основным назначением усилителей мощности является выдача в нагрузку заданной мощности, при этом токи и напряжения транзисторов оконечных каскадов бывают соизмеримы с предельно допустимыми значениями. Поскольку оконечные каскады потребляют от источника питания значительную энергию, то их  КПД является одним из основных показателей. Каскады усиления мощности бывают  однотактные и двухтактные.

 

6.2.1 Однотактные каскады усилителей мощности.

Однотактные  каскады  работают  обычно в  режиме класса  А,  рабочую точку выбирают посредине нагрузочной линии, и амплитуда входного сигнала должна быть такой, чтобы не было ограничения амплитуды выходного сигнала. Чтобы наиболее полно использовать усилитель, необходимо согласование его выходного сопротивления с сопротивлением нагрузки. Для этой цели в усилителях мощности применяется включение нагрузки через трансформатор, (см. рисунок 6.2). Омическое сопротивление обмоток трансформатора мало, поэтому нагрузочная линия постоянного тока АВ проходит практически вертикально через выбранную рабочую точку (рисунок 6.3) и через точку В, отложенную на расстоянии    Uкэ = Еп - Uэ  от точки О по оси абсцисс. Нагрузочная линия CD для переменного тока пройдёт под наклоном, который определяется приведённым сопротивлением нагрузки

                                   R1h=(Wi W2) 2 Rh.

           Рисунок  6.2                                               Рисунок  6.3 

 

Здесь Wi  и W2 - числа витков первичной и вторичной обмоток выходного трансформатора. Линия нагрузки CD будет пересекать  ось  Uкэ  при напряжении, значительно большем, чем напряжение питания Еп. Причиной такого превышения амплитуды переменного напряжения на коллекторе является действие противо-ЭДС самоиндукции, которая складывается с  Еп, когда ток уменьшается и наоборот - вычитается из Еп , когда ток растёт. Выходную мощность можно определить по приращениям тока и напряжения на первичной  обмотке.   Максимальные     значения переменных составляющих  IKm   и   UKm   отдадут в приведённую нагрузку   R1н   мощность

                                                 Р1н  = IKm UKm  ∕2.                                                (6.1)

Очевидно, что Р1н представляет собой сумму площадей заштрихованных треугольников. Мощность Рн  непосредственно на нагрузке  Rh  с учётом КПД трансформатора ηТР  будет меньше: Рн = ηТР Р1н.  КПД усилителя ηУ можно найти из соотношения ηУ =Р1н∕Ро,   где  Ро- мощность,

подводимая к усилителю от источника питания, Ро=IкоUко. Можно считать максимальную приведённую мощность в нагрузке равной  Р1н = 0,5IKmUKm   0,5 IкоUко, следовательно

                                             ηУ  =   Р1н ∕ Ро  ≤ 0,5 .                                         (6.2)

Реально КПД при максимальном сигнале не превышает 40%, поэтому однотактные усилители мощности используют только при малых мощностях.

6.2.2  Двухтактные усилители мощности.

Двухтактный усилитель мощности на рисунке 6.4 имеет два транзистора, работающих на общий выходной трансформатор Тр1. Входные токи транзисторов поступают в базы транзисторов от вторичных полуобмоток входного трансформатора Тр2, отвод от середины вторичной обмотки заземлён. Такое включение обеспечивает противофазность базовых токов. В двухтактных схемах режим класса А обычно не используют из-за низкого КПД.  Как  правило,  применяется режимы  классов  В  и  АВ,  позволяющие получить больший КПД. В схеме усилителя класса В  (см. рисунок 6.4,а)              а)

      

                        б)                                                              в)

                                                  Рисунок 6.4

 

отсутствует цепь для подачи постоянного тока смещения баз, поэтому рабочие точки транзисторов лежат на пересечении нагрузочных линий с кривыми при нулевых токах баз 1б=0. При этом коллекторные токи покоя 1К0 очень малы, а коллекторные напряжения покоя UК0 почти равны напряжению питания Еп. Поскольку базовые токи находятся в противофазе, то транзисторы открываются поочерёдно: один из них при положительной полуволне входного сигнала, а другой - при отрицательной. Приведённая мощность  (см. рисунок 6.4,в) будет равна площади одного заштрихованного треугольника

                                                         Р1н = 0,5IKmUKm  ,                                       (6.3)

а мощность, подводимая от источника питания Ро = Iк ср Еп , здесь Iк ср - среднее значение пульсирующего тока в каждом плече, 1кср = IKm / π для

синусоидального полупериода  ,  поэтому КПД  двухтактного каскада

                                                      ηУ  =  π ξ  ∕4,                                                   (6.4)

здесь  ξ = Uкm   Еп - коэффициент использования напряжения питания, для схем на биполярных транзисторах, обычно ξ  0,95.

Усилители класса В дают искажения сигнала в области малых токов –

«ступеньки»   (см. рисунок 2-4),  обусловленные   нелинейностью начальных

участков   входных   характеристик   транзисторов.   Для   их    устранения необходимо установить небольшие базовые токи покоя, чтобы установить рабочие точки в начале восходящих участков базовых характеристик, то есть если из режима В перейти в режим АВ. Схема усилителя класса АВ показана на рисунке 6.4,б.

Частотные характеристики трансформаторных усилителей определяются в основном качеством выходного трансформатора. В области нижних частот завал АЧХ обусловлен снижением сопротивления нагрузки, вследствие уменьшения индуктивного сопротивления первичной обмотки, а в области высших частот спад усиления определяется возрастающим сопротивлением индуктивности рассеяния обмоток выходного трансформатора.

 

6.2.3  Бестрансформаторные усилители мощности.    

На  рисунке  6.5  показана  упрощённая  схема  двухтактного   усилителя

мощности без выходного трансформатора. В схеме используется комплементарная пара транзисторов p-n-p  и  n-p-n  проводимостей. Транзисторы Т1 и Т2 имеют одинаковые характеристики, они образуют схему

                             

                                                  Рисунок 6.5 

                                       

двухтактного эмиттерного повторителя,  нагрузка RН  подключена к эмиттерам. Резисторы R1...R4 служат для установки токов базы покоя. При отсутствии входного сигнала начальные токи покоя коллекторов протекают через сопротивление нагрузки RН встречно и падение напряжения на нагрузке будет равно нулю. Входной сигнал через конденсаторы С1 и С2 подаётся на базы обоих транзисторов, при этом ток коллектора  одного из транзисторов будет  возрастать, а другого уменьшаться. В результате ток через нагрузку RН будет протекать в поочерёдно в обоих направлениях. Бестрансформаторные усилители мощности имеют улучшенную АЧХ и сквозную характеристику по сравнению с трансформаторными усилителями благодаря отсутствию нелинейного элемента – трансформатора с его кривой намагничивания.

7   Широкополосные  и избирательные усилительные  каскады

 

Особенности усилителей импульсов, имеющих очень широкий частотный спектр. Высокочастотная и низкочастотная коррекции в широкополосных усилителях . Узкополосные (избирательные) усилители с применением колебательных контуров и без них.

 

7.1  Импульсные усилители

 

Усилители, предназначенные для усиления импульсов, а также быстро изменяющихся непрерывных колебаний, называются импульсными или широкополосными. Импульсный сигнал имеет широкий спектр частот: нижняя частота может составлять единицы Гц, а верхняя, в зависимости от назначения усилителя, - доходить до десятков и сотен МГц. Если  на  вход  усилителя  подать  идеальный  прямоугольный  импульс длительностью  τи  с крутыми фронтами и плоской вершиной (см. рисунок 7.1,а), то на выходе импульс будет искажённым по форме (см. рисунок 7.1,6).  Фронт и срез затягиваются, а вершина заваливается, к тому же имеют место положительный и отрицательный выбросы. Искажения фронта и среза вызываются снижением коэффициента усиления в области ВЧ (в области малых времён), а завал вершины - снижением коэффициента усиления в области НЧ (в области больших времён). Для неискажённой передачи импульса  АЧХ усилителя должна быть очень широкой: чем выше fв, тем круче будет фронт импульса (попробуйте представить фронт как фрагмент синусоиды от 0° до 90° с очень высокой частотой!), чем ниже  fн, тем меньше будет завал вершины (представьте вершину импульса, как фрагмент очень низкочастотной синусоиды в области около 90°!). Выброс на вершине импульса также зависит от формы АЧХ в области верхних частот. Величина выброса δ оценивается в процентах

                                δ =(( Uвых - Umax) Uвых)100% .                                 (7.1)

Выброс и последующие затухающие колебания возникают из-за того, что   АЧХ имеет подъём в области ВЧ, который вводится искусственно с целью расширения АЧХ (см. далее о ВЧ-коррекции).

 

7.1.1 Время установления фронта резистивного усилителя.

Время установления (затягивания) фронта  tУСТ  определяется как время, за которое импульс возрастает от 0,1 до 0,9 установившегося значения Uвых. АЧХ усилителя в области ВЧ имеет спад ввиду действия паразитных ёмкостей транзистора (см. раздел 3), их влияние можно представить в виде RC- фильтра НЧ. Переходную характеристику h(t) этого фильтра можно записать  h(t) = 1- е t / τ , здесь τ – постоянная времени  τ = RкCп.  В момент времени  t1 переходная функция h1(t) = 0,1, а  в  момент  времени   t2   переходная  функция  h2(t) = 0,9.   Обозначим  1 RC = х, тогда 0,1=1- е х1 и  0, 9= 1- е х2,   отсюда   после   несложных   расчётов   получим    х1 ≈ 0,1    и  

 х2 = ln10≈ 2,3. Следовательно, время установления

                                           tУСТ  = t2 - t1 =2,2 RкCп.                                       (7.2)

Время установления можно выразить и через полосу пропускания усилителя f. Ввиду того, что нижняя граница полосы пропускания  fн  много меньше верхней граничной частоты  fв,  полосу пропускания можно считать

f fв.   Верхняя граничная частота   fв =1∕2π RкCп,   тогда

RкCп =1∕2π fв 1∕2π f, подставив это в  (7.2), получим более удобное выражение

                                   tУСТ  = 2,2 ∕2π f = 0,35 f,                                   (7.3)

показывающее обратную зависимотсь длительности фронта от ширины чатсотного диапазона усилительного каскада.

 

7.1.2  Коррекция частотной характеристики в области верхних частот.

Расширения полосы пропускания ∆f можно достичь путём уменьшения сопротивления коллекторного резистора Rк. Это даст повышение верхней частоты, но вместе с этим приведёт к снижению коэффициента усиления. Повысить верхнюю частоту усилителя можно и другим способом – сделать коллекторное сопротивление прямо зависящим от частоты. В качестве такого сопротивления можно использовать катушку индуктивности, которая вместе с ёмкостью нагрузки (или с входной ёмкостью следующего каскада) образует

      а)

     

                           б)                                                     в)

                                                        Рисунок   7.1

 

параллельный колебательный контур.   Такое   решение  называется   параллельной     высокочастотной   коррекцией.   Каскад   с   параллельной ВЧ-коррекцией показан на рисунке 7.1-в, там же присутствуют элементы низкочастотной коррекции (о ней смотри ниже). Нижний конец корректирующей катушки L через  Rк и Ср2   соединён с паразитной ёмкостью Сп, а верхний конец – через Сф соединён с ОП, так что цепочка  LRк  и ёмкость Сп соединены параллельно. Как известно, параллельный колебательный контур характеризуется частотой резонанса ωР=1, волновым сопротивлением ρ= и добротностью  Q = ρ /R ,  здесь R – активное сопротивление в цепи контура. В нашем случае это не что иное, как сопротивление Rк.   Введём понятие о коэффициенте коррекции  k = ωВ L Rк, равном отношению индуктивного сопротивления на частоте fв к активному коллекторному сопротивлению. Подставляя в это выражение значение частоты  ωВ = 2π fв, получим

                                  k  = ωВL Rк  = L R2кСп =  ρ R2к = Q2.                 (7.4)

Так как  L Rк = k ωВ,  то k = ω2Р k2 ω2В, то соотношение между резонансной частотой контура и верхней граничной частотой усилителя

                                                    ωР = ωВ.                                                     (7.5)

Оптимальное значение резонансной частоты обычно принимают большим высшей граничной частоты  усилителя  в 35 раз.

Колебательные выбросы фронта и среза обусловлены периодическим переходным процессом заряда и разряда ёмкости Сп контура: чем выше добротность, тем более выражены выбросы. Добротность Q=0,5 и коэффициент коррекции  k = Q2 = 0,25  соответствуют границе между апериодическим и колебательным переходными процессами. Усилитель является неискажающим (см. раздел 3), если его АЧХ плоская, а ФЧХ линейная для всего диапазона усиливаемых частот, но схема параллельной коррекции имеет разные величины  k  для разных частот спектра импульса. Реальный корректированный усилитель даёт некоторые искажения формы импульса, но расширяет полосу почти в 2 раза. 

Применяются и другие более сложные схемы ВЧ-коррекции, которые могут  дополнительно  уменьшить  время  установления  фронта  на  50%  по

отношению к времени установления  при параллельной ВЧ-коррекции.

      

7.1.3  Частотная коррекция в области нижних частот.

Спад АЧХ в области нижних частот влечёт за собой завал вершины выходного импульса. Коррекция в области нижних частот имеет целью привнести в коллекторную цепь сопротивление, модуль которого увеличивался бы для низших частот спектра. Это осуществляется за счёт включения цепочки RфСф в цепь коллектора. На сопротивлении Rф     высшие гармоники спектра импульса не создают падения напряжения, т.к. для них резистор Rф зашунтирован конденсатором Сф, и потенциал точки соединения  Rф  и Сф по переменному току равен нулю. Для низших частот модуль сопротивления  Сф  велик и для них  к  сопротивлению Rk добавляется сопротивление Rф и усиление увеличивается. Условием низкочастотной коррекции является равенство постоянных времени  Rк Сф = Rн Ср2.     

Низкочастотная коррекция тем лучше, чем больше   Rф. Так как большое значение  Rф приводит к большому падению на нём постоянного напряжения, приходится ограничивать его величину. Обычно  Rф  равно (1...2) Rк.

 

7.2  Избирательные усилители и гармонические генераторы

 

В некоторых случаях сигнал имеет узкий частотный спектр и малую мощность, при его усилении обычным усилителем сигнал будет трудно выделить на фоне других более мощных сигналов, попадающих в полосу пропускания усилителя. Усиление таких сигналов необходимо производить избирательным усилителем, у которых большой коэффициент усиления в узкой полосе частот, а усиление вне этой частоты почти отсутствует.

 

7.2.1  Избирательные усилители типа LC.

Избирательное  усиление  по частоте можно осуществить с помощью частотно-зависимой цепи, включённой либо в нагрузку, либо в цепь ОС. Избирательный усилитель с коллекторной нагрузкой в виде резонансного контура  LC показан на рисунке 7.2,а.  Нагрузка Rh подключена к катушке связи Lсв, которая имеет магнитную связь с катушкой контура L. Пунктирная линия между катушками означает наличие высокочастотного магнитного сердечника,  увеличивающего  магнитную связь.  Остальные  элементы  схемы  предназначены  для  тех же целей, что и в рассмотренных ранее усилителях.

Сопротивление контура на частоте резонанса  f p  активное и равно

                                    RРЕЗ  = ρ Q = ρ2R,                                                                 (7.6)

здесь  R - сопротивление потерь в контуре, определяемое сопротивлением нагрузки и качеством контура.

Качество контура как частотно-избирательной цепи характеризуется полосой пропускаемых частот, которую определяют по резонансной характеристике отрезком 2f, измеренным на уровне 0,707 от максимума резонансной    кривой    (см. рисунок 7.2,б).    Относительная    ширина    полосы пропускания непосредственно связана с добротностью контура

                                                2f    f p  = 1 Q.                                               (7.7) 

Избирательные  усилители  типа   LC  используются,  начиная  с  частот 

                                                      

                        а)                                                                   б)

                                         Рисунок  7.2

 

сотни кГц и выше, на которых они обеспечивают получение высокой избирательности, стабильности, и дают возможность легко перестраивать рабочую частоту f p  с помощью конденсатора переменной ёмкости.

 

 

7.2.2   Избирательные усилители типа RС.   

При низкочатсотных сигналах требуются большие значения L и С, а это  влечёт  увеличение  их  размеров,  что неприемлемо  в  устройствах микроэлектроники.  На низких  частотах  применяют  избирательные усилители типа RC, у которых частотно-избирательная цепь содержит только активные сопротивления и конденсаторы. Чаще всего применяется двойной Т-образный мост, схема которого показана на рисунке 7.3,а, а его амплитудно-частотная характеристика  на  рисунке 7.3,б.  При  определённых соотношениях параметров R1 = R2 = R;  R3  = R ∕ 2; С1 = С2 = С; С3 =2С коэффициент передачи моста оказывается равным нулю на квазирезонансной частоте f0, определяемой из выражения

                                           f0 = 1 ∕ 2 π RС.                                                ( 7.8)

На  частотах  ниже  квазирезонансной  ток  протекает  в  основном  через    цепь    R1 R2,   т.к.    на   этих   частотах   шунтирующее    действие

          

                                  а)                                                         б)

Рисунок 7.3

 

конденсатора С3 мало, а последовательное сопротивление цепи С1С2 велико. На частотах выше f0 основная часть тока проходит через ёмкостную цепочку С1С2. При подаче сигнала с частотой f0  по обеим ветвям к выходу поступают одинаковые сигналы противоположной фазы, они алгебраически складываются и коэффициент передачи на этой частоте оказывается равным нулю. АЧХ двойного Т-образного моста имеет вид, обратный желаемой характеристике избирательного усилителя.

При включении -моста в цепь ООС усилителя (см. рисунок 7.4,а) сигнал ОС на частоте f0 будет почти отсутствовать и коэффициент усиления будет наибольшим. На низших и высших частотах, далёких от f0, коэффициент ООС γ стремится к единице, следовательно  γК 1   и согласно (5.5) коэффициент усиления близок к нулю. АЧХ  избирательного усилителя с -мостом в цепи ООС (см. рисунок 7.4,б) имеет значительно более крутые ветви по сравнению с  АЧХ  самого моста, добротность  схемы

                                       QЭКВ = QRC KU            (7.9)                                                            возрастает за счёт большого коэффициента усиления KU. Добротность может достигать сотен, что обеспечивает очень узкую полосу частот.      

В схеме двухкаскадного избирательного усилителя с  -мостом в цепи ООС выходной сигнал снимается с коллектора транзистора Т2 через  конденсатор СР2  и через  - мост передаётся на эмиттер транзистора Т1. Для сигнала ОС транзистор Т1 включён по схеме с общей базой; его база соединена с общим проводом через конденсатор СР1 и внутреннее сопротивление источника входного сигнала. Таким образом, транзистор Туправляется одновременно  по базе входным сигналом UВХ и по эмиттеру сигналом  ООС.  Для наглядности на рисунке  7.4,а  показана положительная

  а)   б)

                                                     Рисунок. 7.4

 

полуволна входного сигнала, которая даёт положительное приращение тока базы, полуволна сигнала ОС тоже имеет положительную полярность, но она

напротив,  даёт отрицательное приращение базовому току, то есть сигнал ОС ослабляет входной сигнал, что и требуется от ООС.

 

8   Генераторы синусоидальных колебаний

 

Синусоидальные  сигналы  имеют  широкое  применение в технике. Они

используются, например, в качестве несущих сигналов, которые подвергаются

различным видам модуляции для передачи информации. Синусоидальный сигнал является удобным испытательным сигналом.

 

8.1 Условия генерации колебаний

 

Генератором называется схема, преобразующая энергию источника питания в энергию электрических колебаний.  Генератором, как правило, является схема усилителя, охваченного частотно-зависимой ПОС. При частотно-зависимой ПОС должно выполняться условие γ К =1, но только на заданной частоте генерируемого сигнала. Самовозбуждение автоколебаний требует соблюдения двух условий:

      а) баланс фаз, при котором подразумевается, что сдвиг фаз в схеме должен равняться 00  или 3600, т.е. ОС должна быть положительной;

     б) баланса амплитуд, из которого следует, что ослабление сигнала, вносимого цепью ОС, должно компенсироваться усилителем.

При постоении генераторов необходимо в качестве коллекторной нагрузки или в цепи положительной ОС иметь узкополосный элемент, который обеспечивает выполнение названных условий лишь в узкой частотной области.  Схемы генераторов могут быть построены либо с резонансными контурами  LC, либо с цепочками RC.  

 

8.2  Генераторы синусоидальных колебаний типа LC

 

В    схеме   генератора   с   контуром    LC  на  рисунке 8.1    частотно-

избирательной цепью является резонансный усилитель, аналогичный рассмотренному ранее, а сигнал ПОС снимается  с помощью  дополнительной  обмотки  связи  Lсв, размещённой рядом с контурной катушкой Lк. Резисторы R1,R2, Rэ и конденсатор Сэ являются элементами термостабилизации режима транзистора (см. раздел 6.1). Точка соединения резисторов R1 и R2 заземлена на общий провод через блокировочный конденсатор Сбл, постоянный ток смещения с этой точки подаётся на базу через катушку связи Lсв, практически не имеющую омического сопротивления. Генерируемый выходной сигнал снимается через обмотку  Lвых, к которой подключается нагрузка  .   Полярность включения обмоток подбирается так, чтобы при изменении напряжения в катушке контура LК на катушке  связи LСВ возникала ЭДС такой полярности, которая бы  усиливала изменение напряжения на катушке LК, т.е. на колебательном контуре. Так, если в данный момент на нижнем выводе контура положительная полуволна (см. рисунок 8.1,а), то на базе транзистора должна быть отрицательная. Для этого нужно правильно соединить концы катушки  LСВ.

 

                   а)                                          б)                                        в)

                                                Рисунок 8.1

 

При включении питания транзистор открывается током базы покоя IБ0 и в коллекторной цепи возникает скачок тока, в контуре появляется переменное напряжение с его собственной частотой резонанса ωР=1. На катушке связи индуцируется ЭДС, которая прикладывается к базе транзистора, он усиливает   этот   сигнал,   напряжение  на  контуре  ещё  более  возрастает. Это вызывает рост амплитуды колебаний коллекторного тока,  и транзистор начинает работать в нелинейном режиме: в одном полупериоде он попадает в режим отсечки (полностью) закрывается, а в другом – в режим насыщения (полностью открывается).  Генерируемый сигнал сильно отличается от синусоиды, приближаясь к прямоугольным импульсам. Чтобы этого избежать, очень важно выбрать начальную глубину ПОС. Более подробно эти вопросы изучаются в курсе радиотехники.

Рассмотренная схема с трансформаторной связью не всегда удобна, поэтому  на  практике  получили  более  широкое  распространение трёхточечные схемы: с автотрансформаторной (см. рисунок 8.1,б) и ёмкостной связью (см. рисунок 8.1,в). В схеме с автотрансформаторной связью (индуктивная трёхточка, т.к. контур включён в схему тремя точками), разнополярность напряжений на коллекторе и на базе достигается тем, что отвод от части витков контурной катушки Lк заземляется на общий провод (через источник питания). При этом  напряжения на верхнем и нижнем концах катушки будут, разумеется, разной полярности. Напряжение ПОС снимается с верхнего конца катушки ичерез разделительный конденсатор Ср подаётся на базу.

В схеме с ёмкостной связью (ёмкостная трёхточка – контур тоже включён в схему тремя точками), на общий провод заземляется точка соединения последовательных конденсаторов СК1 и СК2  (они образуют ёмкость контура). 

В рассмотренных схемах могут использоваться и полевые транзисторы, которые, имея более высокие входные и выходные сопротивления по сравнению с биполярными , меньше шунтируют колебательный контур и обеспечивают получение сигнала с меньшими искажениями синусоидальной формы.  Меньшая  выходная  мощность и  сравнительно  низкие  рабочие частоты сужают область их применения в генераторах.

 

Дифференциальный и операционный усилители

                                    

Проблема отделения полезного сигнала от синфазной помехи, наложенной на сигнал источника. Дифференциальный усилитель (ДУ) подавляет синфазную помеху и выделяет чистый полезный сигнал. Переход от дифференциального каскада к операционному усилителю.

 

9.1  Дифференциальный усилитель

 

В среде нашего обитания - в электрическом мире часто бывает ситуация, когда источник сигнала подвержен влиянию окружающих его электрических полей. К примеру,  у человека необходимо снять электрокардиограмму (ЭКГ) - электрофизиологический сигнал, вырабатываемый сердцем. На конечности больного накладывают электрические контакты – электроды и подключают их на вход усилителя. Если в качестве усилителя использовать любую и знакомых нам схем, имеющую для входного усиливаемого сигнала только один вход относительно общего провода (ОП), например, каскад общий эмиттер (ОЭ), то сигнал ЭКГ снять будет невозможно.

Причиной неудачи будет следующее: тело человека имеет электрическую ёмкость, равную примерно числу пФ, соответственно его  росту в см (размер талии на электрическую ёмкость не влияет).  Через эту ёмкость электрическое поле сети 220 В подаётся на вход усилителя – это так называемая электрическая наводка, её можно видеть на экране осциллографа при касании пальцем входного щупа. Амплитуда наводки может достигать десятков Вольт, в то же время амплитуда сигнала ЭКГ едва достигает одного мВ и на фоне такой сильной наводки полезный сигнал будет ничтожно малым и его не будет видно на экране осциллографа. Для решения этой задачи ещё в ламповую эпоху была разработана схема с двумя входами относительно ОП– дифференциальный усилитель (ДУ) (см. рисунок 9.1).

а)б)  

Рисунок 9.1  – Симметричное включение источника сигнала на вход ДУ  (а),  несимметричное включение источника сигнала на вход ДУ  (б)

 

Источник сигнала, подверженный сетевой наводке, подключен своими выводами к входам 1 и 2 ДУ, поэтому на входах действуют противофазные напряжения полезного сигнала, показанные на рисунке 9.2,а  в кружочках. Напряжение электрической наводки на обоих входах синфазно, потому оно и называется синфазной помехой или в общем случае – синфазным сигналом. Схема ДУ имеет два одинаковых транзистора с общим резистором  Rэ,  включённым  в  их   эмиттерную   цепь,   и   два   одинаковых   коллекторных   резистора  Rк1 =  Rк2 = RкПо сути дела  схема ДУ напоминает комбинацию из двух усилителей по схеме с ОЭ,  но имеющих взимную связь через общее эмиттерное сопротивление Rэ.

На коллекторах транзисторов ДУ (см. рисунок 9.2,б) напряжения  Uвых1 и Uвых2 состоят из усиленных полезных сигналов, «сидящих» на усиленной синфазной помехе, а также из постоянных составляющих коллекторного напряжения Uко. Поэтому в выходных сигналах, снимаемых относительно ОП:  Uвых1 и  Uвых2,  невозможно отделить полезный сигнал от синфазной помехи.  Эти выходы называются несимметричными.

Если  же    будем    снимать     выходной     сигнал     между    коллекторами транзисторов, то получим напряжение Uвых3, представляющее собой разность     напряжений     Uвых1     и    Uвых2.     Этот    выход     называется симметричным. Поскольку Uвых3 = Uвых1 - Uвых2, то в выходном сигнале Uвых3  не содержится синфазная помеха, также в нём нет постоянной составляющей. Усиленные же волны полезного сигнала на коллекторах будут между собой в противофазе. Таким образом, с этого симметричного выхода снимается  чистое  напряжение  полезного  сигнала   Uвых3   без   синфазной  помехи  и  без  постоянной  составляющей.   У идеального ДУ коэффициент усиления   КР   разностного   сигнала   равен   отношению   напряжения   на симметричном выходе к разности напряжений на входах:

                                      КР = Uвых3 /( Uвх1 - Uвх2),                                        (9.1)

где  Uвх1 и Uвх2  соответственно напряжения на первом и втором входах относительно общего провода.

а)  б)     

Рисунок 9.2 –  Сигналы на входах ДУ  (а),   сигналы на выходах ДУ  (б)    

 

При идеальной симметрии схемы в соответствии с  (9.1)

                                     Uвых3 = КР ( Uвх1 - Uвх2).                                (9.2) 

Реальный дифференциальный каскад  не обладает идеальной симметрией, в результате чего на полезный выходной сигнал накладывается и небольшой синфазный сигнал. Синфазный входной сигнал можно представить как половину суммы входных сигналов

                                           ( Uвх1 + Uвх2)/2.                                                    (9.3)

Выходное симметричное напряжение реальной схемы

                 Uвых3 = КР ( Uвх1 - Uвх2) + КС ( Uвх1 + Uвх2)/2,                       (9.4)

где   КС  - коэффициент передачи синфазного сигнала.       

Качество   дифференциального   каскада   оценивается   коэффициентом ослабления синфазного сигнала, который по определению

                                                КООС  = КР / КС .                                                  (9.5)

У хороших дифференциальных усилителей  КООС  = 104... 105, т.е. 80…100 дБ.

Схема обладает тем большей симметрией, чем больше общее сопротивление Rэ для переменного тока. Но простое увеличение сопротивление резистора  Rэ  вызвало бы повышение падения напряжения на нём от протекания постоянных составляющих эмиттерных токов. Поэтому имеет смысл, чтобы сопротивление Rэ было небольшим для постоянного тока, но в то же время значительным  для переменного.  Для этого в качестве Rэ следует использовать стабилизатор тока, обладающий, как известно, вольтамперной характеристикой (ВАХ), идущей параллельно оси напряжений. Такой вид ВАХ придаёт стабилизатору тока большое дифференциальное    сопротивление,    что    же     касается     статического сопротивления (для постоянного тока), то его значение задаётся таким, чтобы обеспечить требуемый режим работы транзисторов Т1  и  Т2. Обычно в качестве стабилизатора тока используют транзистор, как показано на рисунке 9.4 (схема ОУ, транзистор Т3). Коллекторные характеристики транзистора в схеме с общим эмиттером (ОЭ) идут с небольшим наклоном к оси напряжения, т.е. имеют довольно близкое сходство с ВАХ идеального стабилизатора тока. 

Дифференциальные каскады изготовляются в виде отдельных микросхем, но их использование связано с неудобством, которое вызывается тем, что полезный выходной сигнал Uвых3 с подавленной синфазной помехой снимается между коллекторами транзисторов Т1 и Т2. Подать такой  сигнал непосредственно на вход последующего устройства, имеющего вход относительно общего провода невозможно, т.к. для этого пришлось бы соединить один из коллекторов с ОП. Поэтому пришлось искать схемные решения, которые дали бы возможность преобразовать симметричный выходной сигнал Uвых3 в сигнал такой  же формы, но снимаемый относительно общего провода. Это схемное решение было найдено ещё в ламповую эпоху  и воплотилось в виде  операционного усилителя (ОУ).

Дифференциальный каскад может быть использован также и в случае подачи усиливаемого напряжения лишь на один из входов, при этом второй вход соединяют с ОП (землёй), это называется несимметричным включением. Разумеется, подобное включение можно применять только при отсутствии синфазной помехи. Допустим,  сигнал подан на базу транзистора Т1, а база транзистора Т2 соединена с землёй (см. рисунок 9.1,б).  Часть тока источника сигнала будет протекать по цепи: Ист → Б1  → Э1 RэОПИст.  Здесь Б1  и Э1 обозначают соответственно базу и эмиттер транзистора Т1. Другая часть тока источника сигнала будет течь с эмиттера Э1 на транзистор Т2 по цепи: Э2 → Б2 ОПИст. В данной схеме включения источника сигнала транзистор Т1 будет работать как усилительный каскад с общим эмиттером (ОЭ) и на его коллекторе будет усиленный и перевёрнутый по фазе входной сигнал. Транзистор Т2 будет работать как усилительный каскад с общей базой (ОБ), на его вход (эмиттер) поступает падение напряжения от тока входного сигнала на сопротивлении Rэ. На коллекторе Т2 будет усиленный и не перевёрнутый по фазе сигнал. Таким образом,  на коллекторах  Т1  и  Т2  будут противофазные усиленные сигналы.

    

9.2  Операционный  усилитель

 

Структурная  схема  (см. рисунок 9.3,а)  операционного  усилителя (ОУ) состоит из входного дифференциального  каскада, за ним следует каскад преобразования симметричного сигнала в несимметричный сигнал, т.е. сигнал относительно ОП. Кроме этого,  ОУ содержит выходной каскад с общим коллектором (эмиттерный повторитель), который служит для придания ОУ малого  выходного сопротивления. Хороший ОУ должен обладать весьма большим коэффициентом усиления (до 100 дБ), широкой полосой пропускания  (от постоянного тока до сотен МГц), высоким (до тысяч мегаОм) входным и низким (десятки Ом) выходным сопротивлениями. 

Малое  значение выходного сопротивления  даёт возможность избежать затруднений при согласовании выхода  ОУ с входным сопротивлением   какого-либо последующего устройства.

Условное обозначение ОУ и назначение его основных выводов показаны на рисунке 9.3,б. Вход 1 называется неинвертирующим, изменения выходного сигнала ОУ совпадают по фазе с изменениями сигнала на этом входе (при увеличении сигнала на неинвертирующем входе выходной сигнал тоже  увеличивается и  наоборот).   Вход 2 (на схеме обозначен кружочком)

а)   б)

  Рисунок 9.3 – Структурная схема ОУ (а),  условное обозначение ОУ (б)

 

называют инвертирующим, так как изменения выходного сигнала ОУ противоположны по фазе изменениям сигнала на этом входе.

Для получения выходного напряжения как положительной, так и отрицательной полярности ОУ питают от двух разнополярных источников напряжения (на схеме  +Еп  и  -Еп).  Это даёт также возможность получить нулевой уровень выходного напряжения при отсутствии входного сигнала.

На  входы  ОУ  можно  подавать  сигналы от одного источника,  как показано  на  рисунке 9.1,а,  можно подать  сигнал источника на один вход при заземлённом другом входе, как  показано  на  рисунке 9.1,б,  можно  подать сигналы от двух разных источников относительно  ОП. В любом случае входным напряжением ОУ будет являться разность входных сигналов    Uвх = Uвх1  - Uвх2.  

 

Основные параметры  ОУ:

1) Кu коэффициент усиления напряжения, определяется как отношение приращения выходного напряжения к приращению входного напряжения.

2) fС    частота сопряжения, т.е. верхняя граница полосы пропускания, она соответствует частоте входного сигнала, при которой  Кu  уменьшается на 3дБ  ( в 1, 41 раза) по сравнению с его значением на низких частотах.

3) Rвх   входное сопротивление, это отношение приращения входного напряжения   Uвх  к приращению активной составляющей входного тока  при заданной частоте сигнала.

4)  КООС     коэффициент ослабления синфазного сигнала.

5) Uвых.max максимальное выходное напряжение, это наибольшее неискажённое напряжение на заданном сопротивлении нагрузки.

6)  Iвых. max максимальный выходной ток, безопасный для усилителя.

7)  t уст   время установления выходного напряжения при воздействии на вход ступенчатого входного сигнала.

В таблице 1 приведены значения основных параметров  ОУ широкого потребления типа К574УД1Б.

                                                                                            Таблица 9.1

Кu

fС

Rвх

КООС

Uвых. max

Iвых. max

tуст

50000

10мГц

10мОм

80дБ

10В

3мА

50нс

Для примера на рисунке 9.4 дана схема одного из первых, довольно простых ОУ, это созданная в 1963 году  интегральная схема μА701,  её  советский аналог К401УД1. На транзисторах Т1 и Т2 выполнен первый дифференциальный каскад. Суммарный эмиттерный ток этих транзисторов стабилизирован при помощи транзистора Т3, его база соединена с базой транзистора Т6, коллекторный переход Т6 замкнут накоротко. В итоге Т6 включён как диод и служит для термостабилизации коллекторных токов Т3  и  Т8.   Постоянный ток,  протекающий по цепи:  ОП R6 → Б6 → Э6 R7

-Еп, создаёт падение напряжения на участке Б6 → Э6 R7, приложенное к базам транзисторов Т3  и  Т8. Это напряжение зависит от температуры чипа, при нагревании оно уменьшается, поддерживая стабильные значения  коллекторных токов Т3  и  Т8.

         Усиленный симметричный сигнал, выделяющийся между коллекторов Т1 и Т2, поступает на вход второго -  преобразовательного каскада,  выполненного на транзисторах Т4 и Т5.

Переход от симметричного выхода ДУ к несимметричному осуществляется следующим образом. Транзистор Т4 включён по схеме с общим коллектором, база транзистора Т4 соединена  с коллектором Т2, поэтому на эмиттерном сопротивлении R5  повторяется коллекторное напряжение Т2. Транзистор Т5 по базе управляется напряжением коллектора Т1, в то же время на его эмиттере действует напряжение с выхода Т4, повторяющее коллекторное  напряжение Т2.  Таким  образом,  к  эмиттерно–базовому  переходу  Т5 подключено полное выходное симметричное напряжение от ДУ, так что транзистор Т5 управляется двумя сигналами одновременно. Напряжение с симметричного выхода ДУ,  усиленное транзистором Т5, присутствует на его коллекторе уже в виде несимметричного сигнала относительно общего провода. С коллектора транзистора Т5 сигнал поступает на вход предоконечного каскада, который выполнен на транзисторе Т7, включённом по схеме с общим коллектором (эмиттерный повторитель).  Цепь эмиттера  Т7  состоит из последовательного соединения резистора R9,  транзистора  Т8  и  резисторов  R10,  R12

        

Рисунок  9.4 –  Электрическая схема  ОУ  типа   μА701

 

Транзистор  Т8 является стабилизатором тока для  эмиттерного повторителя Т7.  Напряжение, подаваемое на базу транзистора Т7, не равно нулю даже при отсутствии сигнала на входе ОУ. Выходное же напряжение ОУ при этом, как уже говорилось, должно быть равно нулю.  Смещение уровня постоянного напряжения, подаваемого на базу оконечного эмиттерного повторителя  Т9  происходит за счёт падения напряжения на резисторе  R9, через который течёт стабилизированный коллекторный ток транзистора Т8. Упоминавшийся ранее транзистор Т6 выполняет функцию термостабилизирующего диода для обоих стабилизаторов тока – Т3  и  Т8.

В большинстве случаев ОУ используют с внешней отрицательной обратной связью с выхода на инвертирующий вход. Для обеспечения устойчивой работы, т.е. для исключения возможности самовозбуждения ОУ, охваченного обратной связью, необходимо, чтобы произведение коэффициента усиления на коэффициент передачи цепи обратной связи было меньше единицы на частоте, при которой фазовый сдвиг в ОУ превышает 180о. Выводы  А, В и С предназначены для подключения внешних корректирующих цепей.

Действие корректирующих цепей, состоящих из резисторов и конденсаторов, заключается в снижении коэффициента усиления ОУ или в уменьшении фазового сдвига в нём. Так, включение между выводом А и выводомЕп цепи из последовательно соединённых резистора и конденсатора обеспечивает частотно-зависимое шунтирование нагрузки транзистора Т5, что приводит к уменьшению коэффициента усиления ОУ. Действие же конденсатора, включённого между выводами В и С, приводит к уменьшению фазового сдвига сигнала в ОУ. У современных ОУ цепи коррекции обычно размещаются внутри корпуса интегральной схемы.

 

10  Частотно-независимые схемы на  ОУ

 

Получение основного уравнения идеального ОУ, связывающее выходное напряжение с входными сигналами. Использование основного уравнения для построения различных схем.  Усилители напряжения и тока, а также усилители с токовым выходом. Сумматор-вычитатель сигналов, преобразователь сопротивления в напряжение (ПСН).

 

10.1  Идеальный  ОУ

             

Для того чтобы вывести основные уравнения для коэффициента усиления Кu, а также для описания принципов работы различных схем весьма полезным является идеализация ОУ, т.е. рассмотрение его при некоторых допущениях.

Для идеального ОУ справедливы следующие допущения:

- бесконечно большой коэффициент усиления (Кu ∞);

- бесконечно большое входное сопротивление  (Rвх ∞);

- нулевое выходное сопротивление (Rвых 0);

- бесконечная ширина полосы пропускания;

- нулевое выходное напряжение при нулевом входном сигнале.

Сравните  параметры  идеального  ОУ с параметрами ОУ К574УД1Б из таблицы 1. ОУ с подобными параметрами довольно близок к идеальному, если он работает на частотах, не превышающих значение частоты сопряжения.     

Рисунок 10.1  – Идеальный  ОУ

 

Из приведённых допущений вытекают два основных свойства ОУ: входные токи пренебрежимо малы; дифференциальное входное напряжение равно  нулю.  Используя  эти  свойства  идеального  ОУ, можно  проводить  в первом приближении анализ большинства конкретных схем включения ОУ.

На рисунке 10.1 изображён идеальный ОУ, на его инверсный вход подан сигнал Uвх1, а на неинверсный (прямой) вход – сигнал Uвх2  дифференциальное напряжение между входами  – Евх.    На рисунках не будем

показывать цепи питания  ОУ.  Поскольку согласно допущениям  Rвх ∞  и  Кu ∞,  то входной ток  ОУ Iвх = 0   и  поэтому Евх= 0.  Явление нулевого входного тока и нулевого дифференциального напряжения между входами именуют виртуальным коротким замыканием. Ток I1 от источника сигнала Ист.1 течёт по сопротивлению  R1,  а  так  как   Iвх=0,  току  I1   приходится  течь    далее  через   R2,  затем через выходной каскад ОУ, а также через нагрузку, (если она подключена) втекать в ОП и возвращаться в источник сигнала.  По закону Кирхгофа имеем следующую систему уравнений:

                                Uвх1 I1R1  + Евх Uвх2 = 0;

                              Uвх1 I1R1   I2R2  – Uвых = 0.                                        (10.1)

С учётом того, что Iвх = 0   и  Евх= 0,  найдём:

                           Uвых =  – Uвх1 (R2/R1 ) + Uвх2 ( R2/R1 +1).                         (10.2)

Это выражение называют основным уравнением идеального ОУ.  В дальнейшем будем использовать это выражение для анализа работы различных схем с применением ОУ.

 

10.2  Инвертирующий и неинвертирующий масштабные усилители

 

Схемы инвертирующего и неинвертирующего усилителей показаны на рисунке 10.2. В обеих схемах ОУ охвачен отрицательной обратной связью       а) б)

Рисунок 10.2 – Инвертирующий  (а),  неинвертирующий  (б)  усилители

 

(ООС) по напряжению: на инверсный вход подаётся часть выходного напряжения. В инвертирующем усилителе (см. рисунок 10.2,а) входной сигнал через резистор R2 подают на инверсный вход, а прямой вход резистором R3 соединяют с землёй  (ОП). Токи входного сигнала и ток сигнала ООС суммируются с помощью резисторов R1 и R2. Такая обратная связь называется параллельной. Выходной усиленный сигнал противофазен относительно входного сигнала. Коэффициент  передачи  Кu  такого  усилителя  определяется  из (10.2) при Uвх2  = 0

                                         Кu  = R2 /R1 .                                              (10.3)

Студенту следует запомнить, что у инвертирующего усилителя выходное напряжение равно падению напряжения от входного тока на сопротивлении ООС, взятому с обратным знаком.   Это  правило   пригодится   в   дальнейшем   при   изучении   схем, выполняющих математические  операции с входным сигналом.  В  схеме  неинвертирующего

усилителя входной сигнал подают на прямой вход  ОУ  через  резистор  R3, а  инверсный  вход  резистором  R1 соединён  с землёй. Обратная связь с выхода подаётся через резистор  Rна инверсный вход, но здесь дифференциальное входное  напряжение ОУ представляет собой разность входного напряжения и напряжения    обратной     связи.     Такая     обратная      связь        называется последовательной. Коэффициент усиления неинвертирующего усилителя определяется из (10.2)  при  Uвх1 = 0:

                                                 Кu = R2 / R1 + 1.                                        (10.4)

Важным частным случаем  неинвертирующего усилителя является повторитель напряжения, т.е. усилитель, в котором  коэффициент ООС γ и коэффициент усиления Кu, равны единице. Для его построения достаточно выход  ОУ  непосредственно  соединить  с инвертирующим входом,  а на прямой вход подать входной сигнал. Студенту рекомендуется самому изобразить эту схему, в ней  R2 = 0,  R1 = , из  (10.2)  получаем    Кu  = 1.

Неинвертирующий повторитель имеет очень большое входное сопротивление, его применяют в качестве буфера, когда бывает необходимо источник сигнала с высоким внутренним сопротивлением согласовать с низким входным сопротивлением какого-либо электронного узла.

 

10.3  Дифференциальные усилители на ОУ

             

ДУ   на   ОУ   предназначен   для   усиления   разности   двух   входных напряжений.   Обычные  схемы  инвертирующего   и   неинвертирующего усилителей   одинаково   усиливают    как    полезный    сигнал,   так    и  синфазные наведённые помехи.   Дифференциальный  же  усилитель   на   ОУ  (см. рисунок 10.3,а)   значительно ослабляет синфазные помехи.   Степень  ослабления  синфазных напряжений определяется коэффициентом  КООС .

             

                       а)                                                              б)

Рисунок10.3 –Дифференциальный усилитель на ОУ (а), схема многовходового сумматора - вычитателя  (б)

 

Многовходовой сумматор – вычитатель, показанный на рисунке 10.3,б, обеспечивает выходной сигнал, пропорциональный линейной комбинации нескольких входных сигналов.  Выходное напряжение

       Uвых = b1 U11 + b2 U21 + + bm Um1 - a1 U1 - a2 U2 -- an Un  ,      (10.5)

где  Um1 и Un соответственно  суммируемые и вычитаемые напряжения;

an   и    bm  – масштабирующие коэффициенты при входных напряжениях.

                                    an = Rос / Rп ,    bm = Rос / Rm1.

Если необходимо, чтобы масштабирующие коэффициенты всех слагаемых были равны единице, сопротивления на всех входах должны быть одинаковыми.  Схема содержит также шунтирующие резисторы  Rа  и  Rб , которые вместе с входными резисторами образуют делители напряжения. 

В тех случаях, когда требуется получить только сумму напряжений, их подают либо на прямой, либо на инверсный вход. При этом   мы имеем соответственно неинвертирующий и инвертирующий сумматоры.

 

10.4  Усилители тока  и  усилители с токовым выходом

 

Усилители тока предназначены для преобразования  токов от источников тока в напряжение.  К источникам тока по виду ВАХ приближаются некоторые источники сигнала, имеющие большое значение внутреннего сопротивления, к примеру: фотодиоды, фотоэлементы.     

              

                              а)                                                   б)

Рисунок 10.4 – Усилитель тока (а),    усилитель с токовым выходом  (б)

 

Простейший способ преобразовать ток в напряжение – это пропустить ток через резистор с известным сопротивлением. Однако при этом для увеличения чувствительности при измерении очень малых токов приходится существенно увеличивать сопротивление резистора. Это, в свою   очередь,   приводит   к   необходимости   повышения   входного сопротивления последующих каскадов.

Усилитель тока на основе ОУ позволяет избавиться от этих затруднений. В простейшем случае усилитель тока представляет собой инвертирующий усилитель без входного резистора (см. рисунок 10.4,а). Источник тока показан здесь в виде цепи, состоящей из параллельно включённых идеального источника   тока Iи и внутреннего сопротивления Ri . Как известно, такой источник может  быть  заменён  последовательной 

цепью,  состоящей  из  источника напряжения   Uвх  = Iи Ri   и  внутреннего  сопротивления   RiПодставляя в формулу (2.2)   Iи Ri    вместо   Uвх   и   Ri  вместо  R1, получаем   

                                             Uвых =  – R2 Iи,                                               (10.6)

коэффициент усиления  данной схемы   КI  = – R2 .

Усилители с токовым выходом в качестве выходного сигнала имеют не напряжение, а ток, выдаваемый в нагрузку. Сила выходного тока не должна изменяться при изменении сопротивления нагрузки  Rн от нуля до некоторого  максимального значения.  Это  означает,  что  напряжение  на   нагрузке  Uн должно изменяться прямо пропорционально сопротивлению нагрузки. Усилитель с токовым выходом по схеме рисунке 8-б – это неинвертирующий усилитель с Т-образным трёхполюсником в цепи обратной связи и с транзисторным двухтактным эмиттерным повторителем на выходе ОУ. Назначение транзисторов состоит в том, чтобы согласовать выход ОУ с нагрузкой, которая может, изменяясь, уменьшиться до таких значений, при которых ОУ не сможет обеспечить величину выходного тока. Для большинства ОУ максимальный выходной ток  Iвых.max не более 3 мА. В случае, когда сопротивление нагрузки не перегружает ОУ, необходимости в установке транзисторов нет.      

Ток обратной связи  Iос  составляет здесь только часть тока нагрузки Iн, проходящего через нагрузку  Rн,  другая его часть стекает через резистор R3 на общий провод.  Ток обратной связи

                                         Iос = Iн R3/ (R1  + R2 + R3).

Учитывая, что напряжение на резисторе  R1  равно входному сигналу, (не забываем, напряжение между входами ОУ равно нулю), получаем

                             Iн =  Uвх / R1 (1 + R1 / R3  + R2 / R3).                               (10.7)

В этом выражении отсутствует  Rн,  то есть выходной ток схемы не зависит от  сопротивления  нагрузки.  На основе усилителя с токовым выходом выполяют стабилизаторы тока, подавая на вход ОУ стабилизированное напряжение.

 

10.5 Преобразователи сопротивления в напряжение

 

Преобразователи сопротивления в напряжение (ПСН) используются при  построении  омметров  и  измерительных  cистем  с  резистивными первичными преобразователями.           

                                       

                                   Рисунок 10.5 – Схема  ПСН

 

При неизменном токе падение напряжения на резисторе пропорционально  его   сопротивлению.    Таким   образом,   ПСН   можно   сделать  так:    включить  преобразуемое  сопротивление  в  качестве  нагрузки

стабилизатора тока. Можно также выполнить ПСН, включая преобразуемое сопротивление Rx  в цепь обратной связи инвертирующего усилителя,  как  показано на рисунке 10.5.  Если  пренебречь сопротивлением проводов   соединительной  линии, то выходное напряжение  ПСН будет                

                                          Uвых  = U0 Rx / R0 ,                                    (10.8)                                              

здесь U0 – входное стабилизированное напряжение.

 

11  Частотно- зависимые  схемы на ОУ

 

Схемы на ОУ, использующие частотно–зависимые реактивные элементы, способны дифференцировать и интегрировать входные сигналы, а также обладают частотно – фильтрующими свойствами.

 

11.1 Линейные частотно–зависимые схемы на ОУ

 

К  классу  линейных  частотно–зависимых  схем  относятся  схемы, содержащие ОУ, резисторы и реактивные элементы, обычно  конденсаторы. Катушки индуктивности в схемах на ОУ обычно не используются в виду их громоздкости.

Коэффициент передачи частотно–зависимых схем в общем случае представляет  собой  отношение  двух  операторных  полиномов.  Иногда  эти

схемы называют операционными преобразователями. Из них наиболее часто применяются: интеграторы, дифференциаторы  и АRC–фильтры.

 

11.2 Интеграторы   

  

Простейший интегратор строится так,  как показано   на  рисунке 11.1. Напряжение на  выходе  схемы  представляет  собой интеграл от напряжения входного сигнала.  Поскольку входное сопротивление ОУ очень велико, ток источника сигнала, проходящий через резистор  R,  будет  течь далее  через конденсатор С, заряжая его током

ic = Uвх / R = C dUс / dt.   

         

 

 

 

 

 

 

Рисунок 11.1 - Схема интегратора               Рисунок 11.2 – Схема УВХ

 

Левый вывод конденсатора соединён с инверсным   входом   ОУ   и   имеет потенциал, равный нулю (не забываем о виртуальном КЗ, когда напряжение между входами ОУ равно нулю). Выходное напряжение равно напряжению цепи обратной связи, взятому с обратным знаком, т.е. напряжению на конденсаторе

                                        Uвых = - (1/ RС) Uвх dt,                                    (11.1)

где  RС – постоянная времени.

При подаче на вход интегратора скачка напряжения на выходе получим линейно нарастающее напряжение  обратного знака. На рисунке 11.3 изображены примеры форм входных и выходных напряжений интегратора.

Интеграторы применяются по прямому назначению в аналоговых вычислительных устройствах, называемых  также электронными моделями. Кроме того, интеграторы используются при создании аналоговых запоминающих устройств,  их принято называть  устройствами выборки – хранения  (УВХ).  Схема УВХ показана на рисунке 11.2. Работа УВХ  делится на  три  этапа:  сброс,  интегрирование  (запоминание) и хранение.  В  режиме

Рисунок 11.3 – Примеры входных и выходных сигналов интегратора

 

сброса ключ  К1  замыкают, а ключ К2  размыкают.  В этот период происходит разряд ёмкости на резистор R2. В период интегрирования ключ К1  размыкают, а ключ  К2  замыкают, начинается заряд конденсатора. В режиме хранения оба ключа размыкают и выходное напряжение  удерживается на уровне, достигнутом к моменту размыкания ключей.  За  время хранения  конденсатор  в  некоторой  мере  разряжается  за  счёт собственной утечки через диэлектрик и входного тока ОУ. В  реальных УВХ  вместо  показанных  на схеме механических ключей используют электронные ключи с автоматическим управлением. УВХ применяются в структурах аналого-цифровых преобразователей.

 

11.3 Дифференциаторы

 

На рисунке 11.4,а изображена схема идеального дифференциатора, а на рисунке 11.4,б – его частотная  характеристика  в  логарифмическом   масштабе (сплошная линия). Выходное напряжение дифференциатора

                                                   UВЫХ  = RC dUВХ   /dt.                                     (11.2)

На некоторой частоте  ХС = R,  при этом характеристика пересекает ось единичного усиления. С повышением частоты  ХС  уменьшается, коэффициент передачи схемы увеличивается на 20дБ при изменении частоты на каждую декаду. На   практике   такая  функция  не  может   быть  реализована в бесконечно широком диапазоне частот,  так   как коэффициент  усиления  и  полоса  пропускания  ОУ ограничены.  Штриховой линией на  рисунке  11.4,б 

         

 

 

 

 

 

 

 

                               а)                                                                  б)

Рисунок 11.4  – Дифференциатор (а),    частотная характеристика  (б)

 

показана   зависимость   собственного   коэффициента усиления  ОУ  от  частоты.   Схема  работает  как  дифференциатор  сигналов, частотный спектр которых не простирается выше  частоты сопряжения   fС  ОУ; на частотах, больших  fС ,  схема ведёт себя как усилитель.  

На рисунке 11.5 показаны примеры форм входных и выходных сигналов

                       

Рисунок 11.5 – Формы входных и выходных сигналов дифференциатора

 

дифференциатора. Выходные сигналы представляют собой производные по времени от входных напряжений, но взятые с обратным знаком, т.к. схема дифференциатора инвертирующая.  

Дифференциаторы применяются по прямому назначению в аналоговых вычислительных устройствах, а также в тех случаях, когда требуется получить значение скорости изменения сигнала.

           

11.4 Активные фильтры

 

Фильтр – это такая схема, которая пропускает сигналы одних частот и не пропускает сигналы других частот. Основными типами фильтров являются фильтр нижних частот (ФНЧ), фильтр верхних частот (ФВЧ), режекторный фильтр (РФ) и полосовой фильтр (ПФ).        

Амплитудно-частотные характеристики (АЧХ) идеальных фильтров изображены на рисунке 11.6.  Идеальный ФНЧ пропускает все частоты от постоянного тока до частоты среза  fc, т.е. в полосе пропускания 0... fc  коэффициент пропускания  К  равен единице, а в полосе задерживания   К = 0.  Идеальный  ФВЧ,  наоборот,  пропускает  сигналы  с частотами  выше  fc, но

 подавляет полностью частоты от 0  до  fc.

Идеальный  ПФ пропускает сигналы в полосе  частот от  fc1  до  fc2, подавляя сигналы, частоты которых находятся ниже и выше полосы пропускания. Идеальный  режекторный  фильтр,  напротив,  в  полосе  частот    fc1 ...  fc2, задерживает сигналы и пропускает сигналы с частотами вне полосы задерживания.

          а)         б)       

          в)      г) 

         Рисунок 11.6 – Частотные характеристики идеальных фильтров:

ФНЧ – (а), ФВЧ – (б),  ПФ – (в),  РФ – (г)

 

Идеальные фильтры физически реализовать невозможно. Реальные  ARC-фильтры строят из ОУ и пассивных элементов – резисторов и конденсаторов. Так, в качестве простейшего ФНЧ можно использовать интегратор,  а дифференциатор может служить простейшим ФВЧ. Для обеих схем частоты среза определяются выражением

                                           fc = 1/2πROCC.                                                    (11.1)

Оба фильтра называются фильтрами первого порядка, поскольку тот и другой  имеют по одной  RC – цепочке.

Однако фильтры первого порядка имеют слишком малую крутизну АЧХ в области частоты среза, а именно: 20дб/дек, – на практике обычно требуются более высокие крутизны, то есть требуется более тесное приближение реальных АЧХ к идеальным.

В математике известны различные формулы, аппроксимирующие идеальные АЧХ. Все аппроксимирующие выражения: Баттерворта, Чебышева, Бесселя, эллиптическое  и др. представляют собой отношение двух операторных полиномов. Аппроксимация характеристик ARC-фильтров сводится к выбору таких коэффициентов этих полиномов, которые обеспечивают наилучшее приближение к желаемым АЧХ или ФЧХ фильтра.          

На рисунке 11.7 показаны графики  АЧХ  активного ФНЧ чевёртого порядка для различных   аппроксимаций,   здесь   же    присутствует   и               характеристика идеального фильтра.  Из рисунка видно, что наибольшую скорость спада АЧХ в переходной области (между полосами пропускания и заграждения) имеет эллиптический фильтр – кривая 1. Далее следует фильтр Чебышева  – кривая 2 и Баттерворта – кривая 3. Наихудшим в этом смысле является фильтр Бесселя – кривая 4. Однако при скачке входного сигнала выходное напряжение фильтра Бесселя устанавливается наиболее быстро, а у эллиптического фильтра и фильтра Чебышева – медленнее.            

Рисунок 11.7 – Графики АЧХ активных фильтров нижних частот четвёртого  порядка.

 

К настоящему времени разработано множество методик инженерного синтеза  ARC-фильтров. Так, в (4) описан сравнительно простой вариант расчёта фильтров от второго до шестого порядка по Бесселю, по Чебышеву и по Баттерворту с единичным коэффициентом передачи в полосе пропускания с неравномерностью АЧХ в 1дБ. При необходимости построения фильтров более высокого порядка следует соединить каскадно несколько фильтров.

а)   б)                             

Рисунок 11.8 – Схемы базовых структур ARC-фильтров второго порядка:

                            схема Рауха  (а),  схема Саллена-Ки  (б)   

 

Схемотехника  ARC-фильтров основана на использовании базовых структур с инвертирующим и неинвертирующим включением ОУ, см. рисунок 11.8.  Фильтры второго порядка, пропускающие верхние частоты, легко получить из соответствующих фильтров нижних частот. Для этого в схеме рисунка 11.8-а резисторы R1, R2, R3 заменяются конденсаторами, а конденсаторы С1, С2 – резисторами. В схеме рисунка 11.8-б  резисторы  R1, R2 заменяются конденсаторами, а конденсаторы  С1, С2 – резисторами. Что касается полосовых и режекторных фильтров, то их можно построить, комбинируя   соответствующим   образом   фильтры  нижних  и   верхних частот. ARC-фильтры находят широкое применение в измерительной технике и в устройствах связи для очищения сильно зашумлённых аналоговых сигналов.

        

12  Нелинейные схемы  на ОУ 

 

ОУ, имеющие в цепи обратной связи нелинейные элементы, придают новые свойства схемам: можно построить выпрямители переменного сигнала малого напряжения, фазочувствительные  выпрямители получить логарифмирующие и антилогарифмирующие устройства, амплитудные ограничители.

   

12.1 Применения ОУ в нелинейных схемах

 

Имеется множество схем применений ОУ в нелинейных цепях. При помощи схем с нелинейной ОС можно выпрямлять переменные сигналы, аппроксимировать передаточные характеристики, ограничивать выходные сигналы по амплитуде, линеаризовать характеристики первичных преобразователей, производить нелинейные математические операции, получать значения логарифма и антилогарифма входного сигнала, строить  аналоговые ключи.

    

12.2 Прецизионные выпрямители

 

Полупроводниковые диоды непригодны для выпрямления сигналов менее 1 В. Для получения заметной проводимости на кремниевые диоды нужно подать прямое смещение более 0,7 В, а на германиевые – более 0,3 В. Использование ОУ в схемах выпрямителей позволяет выпрямлять сигналы напряжением менее 1 мВ. Выпрямители среднего значения дают на выходе напряжение, постоянная составляющая которого пропорциональна среднему значению выпрямленного входного напряжения. На рисунке 12.1-а показана схема однополупериодного выпрямителя среднего значения и временные диаграммы входного и выходного сигналов.   

Во время положительной полуволны входного сигнала на выходе ОУ присутствует отрицательное напряжение, поэтому  диод  Д2 под действием обратного смещения закрыт. Диод  Д2 напротив, будет открытым, при этом схема   работает   как   инверсный   усилитель   с   коэффициентом   усиления

КU  = - R3 / R1. Резисторы R1, Rи  R3  одинаковы и поэтому  КU  = - 1,  но на выходе схемы сигнал отсутствует, т.к. диод Д2 не проводит.  При отрицательной полуволне входного сигнала на выходе ОУ будет положительное напряжение, диод  Д2 будет открытым, а диод  Д1 закроется. Схема по-прежнему работает как инверсный усилитель с единичным коэффициентом усиления, и на её выходе будет инвертированное входное напряжение во время отрицательных полуволн входного сигнала, т.е. осуществляется его однополупериодное выпрямление.  Если выходной сигнал снимать с точки между Д1 и R3, то получим схему однополупериодного выпрямителя для положительной полуволны входного сигнала.           

На  рисунке  12.2  показаны  схема  и  временные  диаграммы  работы двухполупериодного выпрямителя. В зависимости от знака входного сигнала открывается диод Д1 или диод  Д2. Положительная полуволна  сигнала через делитель напряжения на резисторах  R2 и  R4   подаётся на неинвертирующий – прямой вход ОУ. При этом схема работает как неинвертирующий усилитель, диод Д1 закрыт. Согласно с выражением (10.4)  сигнал на выходе

                                             UВЫХ  = UВХ  +1).

  а)       б)

Рисунок 12.1 – Схема однополупериодного прецизионного выпрямителя  (а), временные диаграммы сигналов   (б)

 

Все пять резисторов в схеме одинаковы, с учётом этого получим

                                                UВЫХ  = UВХ .      

Отрицательная полуволна входного сигнала подаётся через делитель напряжения на резисторах  Rи  R3 на инверсный вход ОУ. При этом схема работает как инвертирующий усилитель, и согласно с формулой  (10.3)  сигнал на его выходе

                                    UВЫХ = - UВХ  .

а)  б)

Рисунок 12.2 – Схема двухполупериодного прецизионного выпрямителя  (а),     временные диаграммы сигналов   (б)

В данном выражении учитывается параллельное соединение  R1 и  R3, т.к. сигнал обратной связи подаётся через R5 на оба эти резистора, соединённые к общему проводу. Диод Д1 открыт, ток  ОС течёт на общий провод через резисторы Rи  R3Здесь, по умолчанию, подразумевается, что внутреннее сопротивление источника входного сигнала много меньше резисторов схемы, что обычно имеет место на практике. При равенстве сопротивлений всех резисторов схемы  имеем

                                                        UВЫХ  = UВХ .

Выходное напряжение положительно. Остаточная погрешность схемы вызывается только неидентичностью характеристик диодов.

 

12.3 Фазочувствительные выпрямители

 

Фазочувствительные выпрямители имеют два входа: сигнальный и управляющий (коммутирующий). Если на сигнальный вход подано гармоническое переменное напряжение UВХ, а на управляющий – напряжение той же  частоты UУП , то напряжение на выходе выпрямителя определяется соотношением

                                        UВЫХ  = а |UВХ |cos φ,

где  а – постоянный коэффициент; 

φфазовый сдвиг между напряжениями UВХ и UУП.

  

                            а)                                                               б)

Рисунок  12.3 – Схема двухполупериодного фазочувствительного выпрямителя (а),     временные диаграммы сигналов (б)

 

На рисунке 20,а показана схема  двухполупериодного фазочувствительного  выпрямителя,  все резисторы схемы имеют одинаковые сопротивления. Управляющий сигнал  периодически  включает  ключ  К,  соединяя  прямой  вход ОУ с  землёй. Когда ключ замкнут, схема работает как инвертирующий усилитель, выходной сигнал  UВЫХ  = - UВХ . Когда  ключ разомкнут,  на  оба  входа  ОУ    поступает   один   и  тот  же  входной  сигнал   и   в   соответствии  с уравнением идеального ОУ  (10.2) выходной сигнал UВЫХ  = +UВХ. 

На практике используются бесконтактные ключи, выполненные на полевых МОП–транзисторах (см. раздел 14). Фазочувствительные выпрямители  находят  применение  в  измерительной  технике в  качестве демодуляторов фазо-модулированных сигналов. Кроме демодуляции, эти схемы могут решать также задачу модуляции.  Если на вход  UВХ  подать модулируемый однополярный сигнал, а на управляющий  вход – модулирующий сигнал, то на выходе получим переменное напряжение, амплитуда которого будет определяться входным  UВХ ,  а  частота – управляющим  UУП   сигналом.  

С помощью модуляцици постоянное напряжение преобразуется в переменное, этим самым решается проблема дрейфа нуля,  которая неизбежно присутствует при работе с сигналами одной полярности.

 

12.4 Логарифмические и антилогарифмические усилители

 

Для построения схем с логарифмической замисимостью используется вольт-амперная характеристика  р-n  перехода.  Эта характеристика, как известно, имеет вид:

                                        I = IO ( e U / φ t - 1),                                                     (12.1)

где  IO – обратный ток утечки  р-n  перехода; 

 φt  - термический потенциал. 

а)   б)

Рисунок 12.4 - Логарифмический усилитель  (а) и антилогарифмический усилитель  (б)

 

При   Т = 200С   φt  =  26 мВ,   на  практике  обычно   входное   напряжение  U >> 26 мВ,  тогда:

                                                I = IO  e U / φ t ;                                                    (12.2)

                        ln I = ln I0 + (U / φt );   U = φt (ln I - ln I0).          

Выходное напряжение логарифмического усилителя (см. рисунок 12.4,а)  равно напряжению  на сопротивлении  обратной  связи,  взятому  с  обратным знаком.   В   цепи  о братной  связи  стоит  диод,   ток  через  открытый  диод I UВХ  / R,   поэтому 

                                     UВЫХ  = - φ t ln (UВХ / I0 R) .                                         (12.3)               

Разумеется, полярность входного сигнала должна быть положительной, с тем, чтобы диод был в проводящем состоянии.      

Для схемы антилогарифмического усилителя на рисунке 12.4,б  выходной сигнал   представляет  собой  падение  напряжения  от  протекания  входного тока через сопротивление обратной связи  R  с обратным знаком                              

                                           UВЫХ  = - I0 R e U вх/ φ t.                                 (12.4)               

Логарифмический и антилогарифмический усилители применяются по прямому назначению для логарифмирования и потенцирования сигнала в аналоговых вычислительных устройствах. Кроме того, логарифмирующая схема  используются для компрессии  (сжатия)  динамического диапазона сигнала, антилогарифмирующий усилитель, напротив, как  экспандер,  для  расширения  динамического  диапазона сигнала. Многие сигналы имеют широкий динамический диапазон D – отношение максимальной мощности  сигнала      к     минимальной.      Так,      для       симфонического      оркестра 

D = 80...90 дБ,  в то же время многие носители информации, а также и каналы связи не могут передать сигнал с подобными значениями динамического диапазона. В таких случаях на передающем конце производят   сжатие   динамического    диапазона     сигнала     с     помощью   логарифмирующего усилителя,  как показано на  рисунке 12.5,  а   на  приёмном конце производят

                                

             Рисунок 12.5 – Компрессирование и экспандирование сигнала

 

обратную операцию – экспандирование. В результате компрессии – экспандирования восстанавливается линейная зависимоть между входным и выходным сигналами, т.е. становится линейной сквозная характеристика воспроизведения.

 

12.5  Амплитудные ограничители

  

Ограничитель должен иметь нелинейную сквозную характеристику, показанную на рисунке 12.6,а. Начиная с некоторого значения входного сигнала, выходное напряжение сохраняет неизменное значение при дальнейшем увеличении входного сигнала.  В схеме на рисунке 12.6,б  выходное      напряжение     ограничивается     стабилитронами     на     уровне 

± (Uст  + 0,7) В,  где  Uст – напряжение стабилизации стабилитрона;  0,7 В – падение напряжения на стабилитроне, смещённом в прямом напрвлении.

При малом входном сигнале, пока стабилитрон ещё не открыт схема работает как инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления

                                             Кu  = R2 /R1 . 

С возрастанием сигнала, когда открывается стабилитрон и его сопротивление резко уменьшается,  и оно шунтирует резистор  R2. Это вызывает снижение коэффициента усиления, выходной сигнал более не увеличивается.  Если вместо одного из стабилитронов поставить диод, получим односторонний ограничитель.

 

                          а)                                                             б)

Рисунок 12.6 – Сквозная характеристика ограничителя  (а),  схема  (б)

 

Ограничители применяются в измерительных устройствах для ограничения амплитуды сигналов, содержащих передаваемую информацию в виде частоты, например, частотно-модулированный (ЧМ) сигнал. Для демодуляции  ЧМ-сигнала полезно ограничить его амплитуду, чтобы помехи в виде изменений амплитуды,  паразитная амплитудная модуляция, не влияли на работу частотного детектора.

 

13  Схемы умножения и деления

                                                                       

Аналоговое умножение и деление сигналов с помощью схем на ОУ.

 

13.1   Схемы умножения

 

Множительные устройства широко применяются в узлах электронной аппаратуры.  Известны несколько способов построения множительных схем, мы познакомимся с методом переменной крутизны, используемом в современных множительных микросхемах. 

Метод переменной крутизны отличается схемной простотой, но требует наличия согласованных по характеристикам пар транзисторов. Ядром схемы умножения является согласованная транзисторная пара Т1 – Т2  на рисунке 13.1.  Схема на  ОУ1  представляет собой неинвертирующий усилитель с токовым выходом (стабилизатор тока),  работа которого описана в разделе 10. Выходной ток ОУ1 определяется входным напряжением  UВХ1 и не зависит от изменений нагрузки. Нагрузкой стабилизатора тока является дифференциальный усилитель (ДУ) на транзисторах  Т1 и  Т2.   На базу транзистора  Т1 подаётся напряжение  UВХ2 , которое нужно умножить на напряжение  UВХ1.  База транзистора Т2  заземлена, и  когда  UВХ2 = 0,  ток  с

выхода  ОУ1 распределяется поровну между  транзисторами   Т1  и  Т2.   При этом их коллекторные токи равны между собой, равны и их коллекторные напряжения.  Следовательно,  симметричное выходное напряжение (ДУ) будет равно нулю.

Рисунок 13.1 – Схема перемножения двух сигналов

 

При  равенстве  нулю  входного напряжения   UВХ1    отсутствует выходной ток ОУ1, следовательно отсутствуют и коллекторные токи транзисторов  Т1 и  Т2,   при этом напряжения на их коллекторах равны между собой, а их значения близки к напряжению питания  П . В этом случае симметричное выходное напряжение дифференциального усилителя тоже равно нулю, т.е. при равенстве нулю любого из сомножителей их произведение равно нулю. Операционный усилитель ОУ2  служит для преобразования симметричного выходного сигнала дифференциального каскада в несимметричное выходное напряжение схемы умножителя. Таким образом, выходной сигнал умножителя зависит от произведения двух входных сигналов  UВХ1  и  UВХ2

                                            UВЫХ  = К UВХ1  UВХ2 ,                                      (13.1)

где  К – коэффициент пропорциональности.      

Нетрудно заметить, что для данной схемы оба входных сигнала должны быть одинаковой, а именно: положительной  полярности. Такая   схема   умножения   называется одноквадрантной.

В настоящее время разработаны схемы перемножения, в которых заданы начальные смещения баз транзисторов дифференциального усилителя и входного каскада  ОУ1. Это даёт возможность подавать на входы сигналы обеих полярностей. Такие схемы умножителей являются четырёхквадрантными, разумеется; все узлы схемы компонуют в виде функционально  законченного  устройства  внутри  одного чипа, например, микросхемы  К525ПС2.

При подаче входного сигнала на оба входа схемы умножения можно получить устройство возведения в квадрат (квадратор).

Умножители используют не только по прямому назначению, но также и для осуществления других операций, которые описываются выражениями в виде произведения двух сигналов, например, при амплитудной модуляции.

 

13.2  Аналоговые  делители

 

Деление – действие, обратное умножению. Как известно, выходное напряжение операционного усилителя при инверсном включении – это падение напряжения на сопротивлении обратной связи от протекания входного тока, взятое с обратным знаком. В более широком смысле можно выразиться так: передаточная функция схемы с инверсным включением ОУ обратна передаточной функции цепи обратной связи. Вспомним, в петле обратной связи простого усилителя стоит делитель напряжения на резисторах RОС и RВХ (см. раздел 9). Эти резисторы превращают схему в усилитель напряжения, в котором отношение этих двух резисторов опрелеляет константу усиления  КU = - (RОС / RВХ).  

Аналогично можно получить схему деления двух сигналов, если в петлю обратной  связи  поместить  ананлоговый умножитель.   На  рисунке 13.2  показан  пример  простого  аналогового  делителя  на  основе  ОУ и умножителя. Согласно (13.1) выходной сигнал умножителя  

                                     U1 = К UВЫХ  UВХ2 .                                                       (13.2)

Как  было  показано  в  разделе 9, согласно закону Кирхгофа, значения токов   Iи   I2  должны быть равны между собой.  Следовательно, можно записать     

                                           I1    = UВХ1 / R1 ,                                                                                      (13.3а)              

                                          I=  U1 / R2 .                                                                                             (13.3б)

Рисунок 13.2 – Схема деления двух сигналов

 

Резисторы   Rи   R2    одинаковы     R=  R2 =  R,  следовательно,

                                                I1   =  I2 .                                                                     (13.3в)

Из этого вытекает, что

                                       UВХ1 / R =  U1 / R2 .  

Тогда

                                              UВХ1  =  U1.                                                                                           (13.3г) 

Подставив  выражение  (13.2)  в  (13.3д),  получим UВХ1  = К UВХ2 UВЫХ ,  из чего следует                                       

                                       UВЫХ  = UВХ1 / К UВХ2 .                                                (13.4)

Таким образом, мы убедились, что аналоговый умножитель может работать в схеме деления, если его поместить в цепь обратной связи  ОУ. 

Существуют наборы функциональных модулей, к примеру, выпускаемых,  фирмой  Burr-Broun, с общей передаточной функцией вида

                                     UВЫХ  = UВХ1 (UВХ2 / UВХ3) m,

где  m – показатель  степени  (0,25),  его значение устанавливается с помощью внешних (навесных)  резисторов. В зависимости  от  способа  подключения  внешних  выводов  микросхема реализует следующие аналоговые функции: умножение, деление, возведение в квадрат,  возведение в степень, корни различных степеней, синус, косинус, арктангенс, векторное суммирование и др.

 

14  Электронные ключи и ключевые  схемы

   

Аналого-цифровые микросхемы, построение схем сравнения сигналов – компараторов; широтно-импульсный молулятор на интеграторе и компараторе.

 

14.1 Компараторы

                                

Аналоговые ИС оперируют с непрерывными сигналами, а цифровые ИС – с дискретными. Существуют также аналого-цифровые схемы, являющиеся  буфером между непрерывными, и дискретными устройствами.  Типичным представителем аналого-цифровых ИС является компаратор – простейший преобразователь нерперывного сигнала в дискретный. Напряжение на выходе

                                   а)                                                             б)

    Рисунок 14.1– Временные диаграммы сигналов компаратора   (а), схема

                             простейшего компаратора  (б)

 

компаратора может находиться на одном из двух фиксированных уровней: на верхнем, если сигнал на его неинвертирующем (прямом) входе больше напряжения на инвертирующем входе, и на нижнем –  при противоположном соотношении этих напряжений, как показано на рисунке 14.1-а.  Обычный ОУ

может быть успешно применён для работы в  качестве компаратора.  Верхний уровень его  выходного сигнала близок к напряжению   источника  питания  положительного знака,  а   нижний   уровень – к  напряжению питания  отрицательного знака.

Существуют также компараторы,  специально разработанные для преобразования  непрерывных  сигналов в дискретные, имеющие выходные

сигналы,   соосветствующие уровням логического  «0»  и «1»  цифровых схем ТТЛ.  Компаратор не предназначается для работы в режиме с отрицательной обратной   связью   (ООС),  поэтому  в   нём  не   обеспечивается   линейность амплитудной  (сквозной) характеристики и не предусматриваются корректирующие цепи.  

На рисунке 14.1,б  показана схема простейшего компаратора. Например, если напряжение насыщения ОУ составляет  10 В  и  К = 10000,  тогда пороговое напряжение   UПОР = 10 / 10000 = 1 мВ. Если прямой вход заземлить, то мы получим схему нуль-компаратора, её выходное напряжение  

Рисунок 14.2 – Дребезг выходного сигнала компаратора

 

 будет перебрасываться в моменты пересечения входным сигналом нулевой линии.  Подавая на вход схемы синусоидальный сигнал   UВХ  > 20 мВ, на выходе получим практически прямоугольное напряжение. На практике часто присутствует шум во входном сигнале, компаратор перебрасывается при

                          а)                                                             б)

Рисунок 14.3 – Характеристика вход – выход с гистерезисом  (а), схема компаратора  с  гистерезисом   (б)

 

каждом пересечении уровней входных напряжений, на  выходе  имеет  место  так  называемый  дребезг  (см. рисунок 14.2).  Если выходные импульсы  компаратора  считыватся  счётчиком,  то  будет  сосчитан   каждый переброс дребезга:  вместо одного импульса  счётчик насчитает  множество  (так называемый наброс). 

Для  избавления  от  дребезга в схему вводится небольшая положительная обратная связь (ПОС), через резистор R3 на прямой вход ОУ подаётся выходной сигнал, как  показано  на  рисунке  14.3,б.  Резисторы  R1 и  R2  образуют делитель напряжения для установки   порогового   напряжения  на  прямом  входе  ОУ,  а  делитель напряжения сигнала  ПОС  создаётся резисторами  R3  и  R2 . Положительная  обратная   связь создаёт в схеме два порога: порог срабатывания и порог отпускания в зависимости от состояния выхода. Уровень порога срабатывания должен быть выше уровня порога отпускания   (см. рисунок 14.3,а)  как  раз  на  величину  напряжения    шумов, зависимость   «вход  –  выход»   приобретает   гистерезис.   В  схеме  с гистерезисом шумы  не вызывают  многократные переключения компаратора и  тем самым устраняется дребезг выходного сигнала. Кроме того, ПОС обеспечивает более быстрое переключение выхода независимо от скорости изменения входного сигнала.

Для того чтобы ещё больше увеличить скорость переключения, к резистору  R3  подключают параллельно конденсатор небольшой ёмкости. Такая схема называется триггером Шмитта,  она  часто  используется  в качестве порогового устройства.    

Применяются  компараторы  как по прямому назначению – для сравнения двух напряжений, так и в различных схемах с положительной обратной связью: формирователях, редаксационных импульсных генераторах, в аналого-цифровых преобразователях и т.д.

 

14.2  Широтно-импульсный модулятор

 

Широтно-импульсный  модулятор  (ШИМ-модулятор)  преобразует входной сигнал в последовательность импульсов, ширина которых зависит от  значения  входного напряжения.  Несущая частота, имеющая форму меандра (импульсов с одинаковой длительностью обеих полуволн), подаётся  на  вход  

                    

Рисунок 14.3 – Схема широтно-импульсного модулятора

 

интегратора  (см.   рисунок   14.3).    На    выходе   интегратора    получаются   треугольные    импульсы.  Треугольные выходные импульсы интегратора   подаются   на   один   из   входов   компаратора,   а  входной модулируемый сигнал – на другой. Компаратор переключается, когда амплитуда  входного  сигнала  становится  равной  амплитуде   треугольных импульсов  (см.  рисунок 14.4).   При  нулевом  входном  сигнале коэффициент заполнения  (отношение длительности   импульсов к периоду) равен 0,5. При максимальном положительном сигнале коэффициент заполнения около 1, при максимальном отрицательном сигнале   коэффициент заполнения  приближается к нулю.

ШИМ-модуляция  часто используеся в измерительных системах, благодаря её  более  высокой  помехоустойчивости  по  сравнению  с  другими    видами    модуляции.    Поскольку    передаваемая   информация  заключена в длительности импульсов, то помехи и шумы, влияющие на амплитуду ШИМ-модулированного сигнала, не изменяют информативный параметр ШИМ-сигнала – длительность импульсов.  ШИМ-модуляция  применяется в                                    

Рисунок 14.4 – Временные диаграммы широтно-импульсного   модулятора

 

множительных схемах, в структурах мощных звуковых усилителей класса D, которые на сегодня являются наиболее распространёнными (см. раздел 17).

 

14.3   Аналоговые ключи

 

Аналоговые ключи служат для коммутации в цепях, по которым передают непрерывные сигналы, управляющими сигналами ключей являются прямоугольные импульсы. Выполняются аналоговые ключи в виде интегральных схем на основе МОП-транзисторов. МОП-транзисторы в данном случае удобны тем, что, во-первых, в открытом состоянии могут пропускать ток в обоих направлениях и при этом в канале отсутствуют паразитные источники напряжения, а, во-вторых, цепь управления МОП-транзистора электрически изолирована от сигнальной цепи. Сопротивление канала открытого ключа составляет 10...1000 Ом. Качество закрытого ключа характеризуют током утечки, который для МОП-транзисторных переключателей обычно лежит в диапазоне 0,1...10 нА.

 

 

                            а)                                                                         б)

Рисунок 14.5 – Схема электронного ключа  (а), временные диаграммы (б)

 

На рисунке 14.5,а показана схема одного канала интегральной схемы КР590КН8,   всего  в  микросхеме  4  канала.   Собственно   роль   ключа выполняет транзистор Т2, а транзистор Т1 является управляющим.   Т1  и  Т2 – это   МОП-транзисторы  с  индуцированным n-каналомТ1 включён по схеме усилителя с общим истоком. При подаче на затвор Т1 напряжения низкого уровня – логического нуля (см. рисунок 14.5,б) он находится в закрытом непроводящем состоянии. Напряжение на его стоке близко к напряжению  стокового питания П. Это напряжение приложено к затвору транзистора  Т2, и приводит его в проводящее состояние.  Канал «исток – сток»  включён, коммутируемый  сигнал проходит через него в любом напрвлении. 

При подаче на затвор Т1 напряжения высокого уровня – логической единицы он переходит в открытое  проводящее состояние. Напряжение на его  стоке   почти  равно  напряжению  истокового  питания   П :   оно приводит транзистор  Т2 в закрытое состояние.  Канал «исток – сток»  выключен, коммутация  сигнала прекращается. 

Время переключения аналоговых ключей составляет несколько наносекунд.  Аналоговые  ключи  применяются в рассмотренных нами в разделе 11 схемах интеграторов с сбросом, в устройствах выборки-хранения, также  для построения построения цифро-аналоговых и аналого-цифровых преобразователей др.

 

15  Генераторы периодических колебаний на ОУ

                                                     

Генерирование электрических колебаний синусоидальной и прямоугольной формы при помощи схем на ОУ, формирование импульсов стандартной формы под действием запускающих сигналов, знакомство с интегральным таймером.

 

15.1  Генераторы синусоидальных колебаний

 

На основе ОУ могут быть построены различные виды генераторов гармонических колебаний. Если требуется получить синусоидальное напряжение частотой до единиц мГц, то обычно применяется один из вариантов RC-генераторов.

Для возникновения генерации колебаний нужен усилительный элемент, охваченный положительной обратной связью (ПОС), кроме этого, необходимо присутствие частотно-избирательных элементов в цепи ПОС.      На рисунке 15.1,а показана схема генератора синусоидального сигнала, охваченного ПОС  через  RC-цепочку  R1 - C1  и   R2 - C2Эта  RC-цепочка  называется мостом  Вина,  её  АЧХ   имеет  нерезко  выраженный  подъём на определённой частоте, на которой и возникает возбуждение колебаний.               Для того чтобы генератор начал генерировать, нет необходимости подавать сигнал извне, все генераторы взбуждаются из-за тепловых флуктуаций тока, а т.к. усилитель охвачен положительной обратной связью, то начавшееся незначительное колебание сразу же усиливается, и возникают колебания на той частоте, для которой коэффициент усиления наибольший. Напряжение ПОС подаётся на прямой вход ОУ и представляет собой падение напряжения от  тока  на двухполюснике  R2- C2 , его сопротивление обозначим  Z2 .  Сопротивление двухполюсника  R1 - C1   обозначим   Z1 ,  тогда сигнал  ПОС                   

Рисунок 15.1 – Схемы синусоидальных генераторов: с мостом Вина  (а), с    фазосдвигающей цепочкой  (б)

 

на прямом входе ОУ

                                   UПОС  =  UВЫХ Z2 /( Z1 + Z2.                                           (15.1)

Так как    Z1 = R1 + 1/jωC1      и    Z2 = R2 /(1 + jω C2R2),  и,  имея в виду, что обычно     R= R2 = R    и   C= C2 = C,  получим:  

                            UПОС  =  UВЫХ  / [3 + j(ω CR – 1/ jω R C)].                         (15.2)

Для того чтобы обратная связь была чисто положительной, необходимо

отсутствие фазового сдвига между выходным напряжением UВЫХ  и сигналом UПОС.  Это возможно при равенстве нулю мнимой части знаменателя, отсюда можем найти частоту генерации

                                                ω = 1 / RC.                                                       (15.3)

Из  (15.2)  следует также, что коэффициент усиления 

                                     КU  = UВЫХ  / UПОС =3.                                                (15.4)

Для установки  коэффициента усиления  служат резисторы  R3   и     R4 .

Установившиеся автоколебания в замкнутой цепи возможны только при условии точного равенства единице коэффициента петлевого усиления на частоте генерации. Но для возникновения автоколебаний нужно, чтобы вначале коэффициент петлевого усиления был больше единицы. После возникновения автоколебаний их амплитуда должна быть стабилизирована на некотором установившемся  уровне. С этой целью в цепь ПОС вводится нелинейный элемент, например, терморезистор, который при нагреве током обратной связи изменяет своё сопротивление так, чтобы при этом коэффициент петлевого усиления уменьшился до единицы.  Если не предпринять таких мер, то форма автоколебаний  будет заметно отличаться от синусоиды.     

В  генераторе  с  мостом  Вина  легко можно осуществлять перестройку

частоты, для этого  в качестве резисторов  Rи  R2  берётся сдвоенный переменный резистор (потенциометр)  с общей осью.

Если нет необходимости в перестройке частоты, то можно использовать более простую схему генератора с подачей сигнала ОС на инверсный вход ОУ, см. рисунок 15.1-б. Цепь ОС представляет собой фазосдвигающую  RC-цепочку, её предназначение – повернуть фазу сигнала на 180 т.е.   ООС  обратить  в  ПОС. Фазосдвигающая цепь образована конденсаторами  С1, С2, С3   и резисторами R1 ,  R2,  R3.  Обычно   С1 = С2 =  С3 = С  и  R1 =  R2=   R3 = R. Каждая  пара  RC  даёт фазовый  сдвиг  на  60Частота  генерации 

                                                   ω = 1 / RC.  

Синусоидальные генераторы находят широкое применение в электронных измерительных устройствах:  для получения несущей частоты при различных видах модуляции,  получения испытательных сигналов,  наборы генератов используются в синтезаторах для получения несинусоидальных сигналов   сложных  форм и т.д.

 

15.2   Генераторы прямоугольных колебаний

 

Генераторы прямоугольных колебаний работают как релаксационные схемы, принцип их работы состоит в медленном заряде времезадающего (хронирующего) конденсатора и в быстром его разряде (или перезаряде) через активный элемент:  транзистор,  ОУ, цифровую ИС.  Время заряда конденсатора  активный элемент использует для релаксации, т.е. отдыхает до момента времени разряда конденсатора либо его перезаряда.   

         Генераторы прямоугольных импульсов называют мультивибраторами, т. к.   спектр  прямоугольного  импульса  содержит  множество   высших  гармоник. На рисунке 15.2,а показана схема мультивибратора на ОУ, охваченном обоими видами обратной связи: ООС  и  ПОС.  Цепь ПОС образует резисторный делитель напряжения   R2 R3 . Реактивности  в  ПОС     не имеется, поэтому сигнал с выхода ОУ на прямой вход передаётся без запаздывания.  Цепь ООС содержит резистор  R1  и  конденсатор  С1, сигнал  с   выхода   ОУ  на  инверсный  вход  передаётся с запаздыванием, определяемым постоянной времени R1С1 .  Цепь  ПОС  обеспечивает лавинообразный переход схемы из одного состояния в другое, а цепь  ООС  определяет время пребывания устройства в каждом из состояний.

Уровни ограничения выходного напряжения  UОГР  и  -UОГР операционного усилителя  обычно равны по модулю и близки к напряжениям питания;   коэффициент ПОС  βП = R2  / (R2  +  R3)Полярность напряжения  ПОС такая же, как  и  у  выходного  сигнала,  уровень  равен  поочерёдно  то   

  

                       а)                                                           б)

Рисунок 15.2 – Схема мультивибратора  (а),  временные диаграммы  (б)

 

βПUОГР, то  - βПUОГР, (см. рисунок 15.2,б).  Напряжение  ООС – это напряжение UС  на конденсаторе  С1,  который перезаряжается выходным током  ОУ с одной полярности на другую. Как только  напряжение  UС по абсолютному   значению   начинает  превышать  напряжение    βПUОГР     или

-βПUОГР, действующее на прямом входе  ОУ, полярность выходного напряжения  UВЫХ  скачком меняется на противоположную. Точно так же, как это происходит в компараторе, и конденсатор начинает перезаряжаться.

Время   полупериода  выходных   импульсов   соответствует    времени перезаряда конденсатора Спод воздействием  выходного напряжения  UОГР. Прямоугольные непрерывные импульсы очень широко используются в  цифровой  электронике:  это  и  тактирующие  импульсы,  и   счётные импульсы, и управляющие и т.д.

 

15.3   Ждущие мультивибраторы

    

Ждущие мультивибраторы, называемые также заторможенными мультивибраторами или чаще одновибраторами, дают на выходе один единственный импульс при поступлении на вход запускающего импульса.   Одновибратор имеет одно устойчивое состояние, в этом состоянии он может находиться сколько угодно долго до прихода запускающего импульса. В схеме на рисунке 15.3,а  во время устойчивого состояния выходное напряжение ОУ отрицательное и равно  -UОГР.  На выход схемы оно не проходит благодаря диоду D3 , поэтому на диаграмме (см. рисунок 15.3,б)  выходное напряжение одновибратора UВЫХ   равно нулю. 

                   Мультивибратор заторможен за счёт диода  D1, который находится в открытом состоянии и напряжение на нём равно примерно -0,7 В, это напряжение приложено к инверсному входу ОУ. Состояние заторможенности будет  устойчиво,  если  напряжение  на  прямом  входе ОУ  будет  ниже, чем

  -0,7В. Входной импульс положительной полярности, превышаюший пороговый уровень  UПОР,  перебрасывает ОУ в состояние положительного выходного напряжения +UОГР, при этом на выход схемы проходит положительный    импульс через диод  D3. Это состояние ОУ квазиустойчивое, оно длится столько времени, сколько требуется для перезарядки конденсатора  С1   до положительного напряжения, равного

                                     UD1  = +UОГР  R2  /( R2  +  R3).                                        (15.5)

Диод в этом состоянии пребывает в закрытом состоянии и практически не шунтирует  конденсатор  С1.   По окончании перезаряда конденсатора  Содновибратор снова возвращается в устойчивое состояние и находится в нём до прихода следующего запускающего импульса. Таким образом, в ответ на каждый импульс запуска одновибратор формирует стандартной импульс по амплитуде и по длительности, определяемой постоянной времени    R1 С1

 

                             а)                                                         б)

Рисунок 15.3 – Схема одновибратора (а), временные диаграммы (б)

 

Для построения одновибраторов в настоящее время нет нужды использовать ОУ: существуют готовые микросхемы одновибраторов: 74121,  74122  (советские аналоги 155АГ1, 155АГ3).  К ним надо только подсоединить  времезадающие (хронирующие) элементы   С   и   R.

Одновибраторы применяются в электронных системах во всех случаях, когда нужно формировать стандартные по длительности и по амплитуде импульсы из входных сигналов «неправильной» формы. С помощью одновибраторов можно отсеивать помехи  путём задания порогового уровня, более высокого, чем амплитуда помех.  

 

15.4   Генераторы на интегральных таймерах

 

Интегральный таймер 555 (советский аналог КР1006ВИ1) – это очень полезный, а потому весьма популярный благодаря своей универсальности чип, который можно использовать для построения самых разнообразных импульсных устройств: мультивибраторов, одновибраторов, триггеров Шмитта, генераторов линейно-растущего напряжения (ГЛИН) и т.д.

На рисунке 15.4,а показана структурная схема таймера. В неё входят два компаратора  К1 и  К2,  RS-триггер, делитель напряжения  R   R2     R3 , выходной транзисторный каскад Т1 – Т2   и транзистор  Т3. Триггер типа  RS – это цифровое устройство, имеющее два устойчивых состояния: «0» и «1».  В состоянии  «1»  напряжение на выходе Q положительное и равно приблизительно напряжению питания П, а напряжение на выходе Q¯ будет равно практически нулю. В состоянии «0» наоборот: напряжение на выходе Q равно нулю, а на выходе Q¯ равно напряжению питания П. Напряжение питания П  одно и может выбираться от 5 до 15 В. Делитель напряжения подаёт на верхний компаратор  напряжение  UВ = П 2/3, а на нижний – напряжение UН = П /3. Если на выводе 2 таймера  (номера выводов соответствуют реальному чипу)  напряжение станет меньше, чем UН, то  с выхода компаратора К2 на вход S триггера пойдёт положительный уровень установки в «1». Если же напряжение на выводе 6 станет больше, чем UВ, то с компаратора  К1  пойдёт положительный уровень  на вход  R  установки триггера в «0». Триггер имеет и дополнительный вход установки в нуль – вывод 4 – вход  Е  (Enable –разрешение).

    а)              б)

       Рисунок 15.4 – Структура таймера (а), схема мультивибратора (б)

 

Если на входы триггера поступают одновременно сигналы установки в различные состояния, то триггер срабатывает в соответствии со следующими приоритетами сигналов. Наивысший приоритет имеет сигнал, подаваемый на вывод  4, поэтому этот сигнал является сигналом разрешения Е. Если Е = 1, то работа таймера разрешена, если Е = 0, то триггер таймера находится в состоянии «0», и триггер вовсе не реагирует на сигналы, подаваемые на входы 2 и 6.  Вторым по старшинству является сигнал U2, подаваемый на вход 2,  этот сигнал устанавливает триггер в единицу при U2 < UН  и  Е = 1. Самый младший приоритет имеет сигнал  U6, подаваемый на вывод 6, этот сигнал при  U6 > UВU2 > UН  и Е = 1 обеспечивает установку триггера в «0». Выходной каскад триггера – усилитель мощности обеспечивает выходной ток до 100 мА, т.е. может управлять электромагнитным реле, лампочкой и т.д.

На рисунке 15.4,б показано условное обозначение таймера, работающего в схеме мультивибратора. Через резистор  R  выходное напряжение подаётся на входы  R  и  S  триггера таймера и на конденсатор  С.  Когда напряжение  на  конденсаторе   UС   по мере его заряда достигает уровня UВ = +2/3ЕП, то триггер переходит в состояние «0», вследствие чего выходное напряжение (на выводе 3) стновится равным нулю и конденсатор начинает разряжаться через резистор. Но как только напряжение на конденсаторе снизится до уровня  UН = П /3, триггер снова переходит в «1» и снова начинается заряд этого конденсатора. Частота генерируемых колебаний определяется величинами  R  и  С. Таким образом, для построения мультивибратора требуется всего лишь два внешних (навесных) элемента. Переменным резистором можно регулировать частоту мультивибратора.

    

16   Аналого-цифровые   схемы

                                                                         

Преобразование аналогового сигнала в последовательность двоичных кодов, называемое аналого-цифровым   преобразованием   (АЦП), обратное преобразование  последовательности двоичных кодов в аналоговый сигнал, т.е. цифро-аналоговое преобразование (ЦАП), преобразование напряжения в частоту (ПНЧ) и обратное преобразование частоты в напряжение (ПЧН). 

 

16.1   Аналого-цифровые преобразователи

 

Все сигналы: звуковые, видео, сигналы первичных преобразователей разнообразных физических величин в электричесое напряжение по своей природе непрерывные. В то же время для компьютерной обработки информацию необходимо перевести в двоично-кодированный вид, то есть аналоговый сигнал нужно преобразовать в последовательность двоичных чисел. Обработка и передача цифровой информации имеет преимущества по сравнению с обработкой аналоговой информации, т.к. цифровые схемы не имеют температурного дрейфа и сигналы в меньшей степени подвержены искажениям в процессе передачи и хранения.

                          а)                                                           б)          

   Рисунок 16.1 – Блок-схема АЦП (а), временные диаграммы (б)

 

Аналого-цифровое  преобразование  начинается  с   дискретизации сигналов по времени. Под дискретизацией понимают переход от непрерывного сигнала к дискретному. Пример дискретного сигнала – последовательность коротких импульсов с изменяющейся амплитудой.  При выборе частоты дискретизации по времени обычно пользуются теоремой Котельникова, согласно которой всякий непрерывный сигнал определяется своими дискретными значениями в моменты отсчётов, отстоящие друг от друга на интервалы времени    Δ t = 1/(2fmax),  где  fmax  - высшая гармоника частотного спектра сигнала. Амплитуда импульсов выступает в качестве информативного параметра.

Вторым этапом АЦП является дискретизация (квантование) импульсов по уровню. На рисунке 16.1,а показана блок-схема аналого-цифрового преобразователя (АЦП), в которой используются знакомые нам схемы: мультивибратор, одновибратор, интегратор, компаратор. Наряду с ними в АЦП использованы также цифровые устройства: счётчик, регистр, логическая схема И, обозначенная символом  &.

 Частоту дискретизации задаёт мультивибратор (см. временные диаграммы на рисунке 16.1,б), фронтом импульса мультивибратора запускается одновибратор, выдающий импульсы стандартной длительности. Импульсы одновибратора поступают на вход интегратора, который в ответ выдаёт линейно-растущее напряжение. Задним фронтом (срезом) импульса одновибратора включается электронный ключ, который закорачивает конденсатор интегратора,  производится сброс и выходное напряжение интегратора спадает до нуля. С приходом следующего импульса одновибратора начинается новый цикл работы интегратора.

        Линейно-растущее  напряжение  интегратора  подаётся  на  один  из входов компаратора,  на   другой  вход  подаётся  входной  аналоговый  сигнал. На управляющий вход компаратора от одновибратора подаётся разрешающий импульс.  В некоторый момент входной сигнал становится равным  линейно-растущему напряжению, компаратор срабатывает, и на его выходе устанавливается нуль.

Выходное напряжение компаратора поступает на один из входов логического элемента И, а на другой его вход подаются непрерывно идущие импульсы тактового генератора.  Тактовым генератором может служить генератор импульсов любого типа, например, ещё один мультивибратор.  Имульсы тактового генератора проходят на выход логического элемента И только тогда, когда на выходе компаратора присутствует высокий уровень, а длительность его присутствия в свою очередь зависит от значения входного аналогового сигнала.

Таким образом, число поступающих тактовых импульсов на счётчик определяется значением входного сигнала. Это значение будет представлено в  виде двоичного кода, насчитанного счётчиком к моменту сброса компаратора в нуль. Задним фронтом импульса одновибратора код с счётчика переписывается (защёлкивается) в регистр,  а затем счётчик сбрасывается в нуль, чтобы подготовить его к следующему циклу преобразования.

Рассмотренный нами простейший АЦП имеет большую погрешность, так как начало и конец преобразования разнесены во времени, поэтому такие АЦП можно использовать только в сравнительно несложных системах. АЦП широко применяются в различных областях, являясь неотемлимой составной частью цифровых измерительных приборов, систем и устройств обработки и отображения информации, автоматических систем контроля и управления, устройств ввода – вывода информации ЭВМ. АЦП изготовляются в интегральном исполнении, разнообразие их весьма обширно по числу разрядов, быстродействию.

 

16.2   Цифро-аналоговые преобразователи

 

При построении устройств, связыващиих выход ЭВМ с управляемыми объектами, использующими информацию в непрерывной аналоговой форме, требуется преобразование информации из цифровой формы в аналоговую. Устройство, осуществлющее преобразование цифровой информации (двоичные коды) в эквивалентные им значения непрерывного сигнала, называется цифро-аналоговым преобразователем (ЦАП).

Cуществуют    два   широко    распространённых    способа    цифро-аналогового преобразования с использованием:

а) резистивной матрицы с весовыми двоично-взвешенными сопротивлениями;

б) матрицы с двумя номиналами сопротивлений, которую обычно называют матрицей  R – 2R.   

Рассмотрим  ЦАП с весовыми двоично-взвешенными сопротивлениями (см. рисунок 16.2).  Структурная  схема  ЦАП  состоит из следующих компонентов:   n  штук  электронных  ключей, по одному на каждый  разряд,

               

                         Рисунок 16.2 – Структурная схема ЦАП

 

управляемых преобразуемым двоичным кодом N; матрицы двоично-взвешенных резисторов; источника опорного напряжения UОП; выходного операционного усилителя. С помощью ОУ суммируются токи, протекающие через двоично-взвешенные сопротивления, и преобразуются в выходное напряжение UВЫХ, пропорциональное цифровому коду. По сути дела, ОУ работает как преобразователь тока в напряжение (см. раздел 10). Преобразуемый двоичный  n–разрядный код с регистра подаётся на  n  входов: a0, a1,   a2 ...  an-1.  Вход  младшего разряда a0,   вход старшего разряда an-1.  Для примера на схеме показаны логические сигналы «0»  и  «1»  на входах ЦАП. 

Уровень лог. «0»  в стандарте ТТЛ лежит в пределях от 0 до 0,4 В, и этого напряжения недостаточно для включения электронных ключей. Уровень лог. «1»  находится в пределах 2,5...5 В, поэтому ключи  Кл0  и   Кл2  включены и через них текут токи от источника опорного напряжения и складываются на инверсном входе ОУ. Номиналы сопротивлений в младшем  и старшем  разрядах  отличаются  в  2n-1  раз, а между соседними разрядами отличаются в 2 раза. В таком же соотношении различаются токи, протекающие через ключи к инверсному входу  ОУ, наибольший ток даёт старший разряд, а наименьший – младший.  Суммарный ток определяется входным кодом, этот ток протекает через сопротивление обратной связи  ROC, создавая на нём падение напряжения, которое и является выходным напряжением ЦАП.

Интегральные микросхемы ЦАП так же, как и АЦП, отличаются широким многообразием по разрядности, быстродействию, точности.

 

16.3   Преобразователи напряжение-частота

 

Преобразователи напряжения  в  частоту (ПНЧ) широко применяются в схемотехнике, когда возникает необходимость перевода аналогового сигнала в последовательность импульсов с изменяемой частотой повторения, т.е. частота импульсов становится информативным параметром. Не следует путать ПНЧ с частотным модулятором: при частотной модуляции частота несущего  колебания  изменяется  только лишь в   небольших   пределах   (так   называемая девиация).      

               

                            Рисунок 16.3  Структурная схема ПНЧ

 

ПНЧ может быть построен с использованием известных нам схем: таймера, интегратора, электронных ключей, стабилизаторов тока. Упрощённая структурная схема ПНЧ показана на рисунке 16.3. Преобразуемый входной сигнал подаётся на вход интегратора на ОУ, выход интегратора подключён к входам установки и сброса таймера. Во время выключенного состояния ключа Кл на инверсный вход ОУ приходит входной сигнал через резисторы  R3   и    R4,  происходит заряд конденсатора  С   и   на  выходе  интегратора   формируется   практически линейное падающее напряжение. Если же ключ  Кл  включён, то входной сигнал приходит на прямой вход ОУ  через делитель напряжения  R1   и    R2, конденсатор  С  разряжается и на выходе ОУ набдюдается тоже линейное, но нарастающее напряжение.        

Работой ключа управляет таймер, который переключается из одного состояния в другое в моменты времени, когда напряжение UИ на выходе интегратора в фазе роста достигает уровня П  2 /3, а в фазе спада – уровня П /3  (см. рисунок 16.4,а).  При этом на выходе таймера  действуют импульсы длительностью  t1  и паузы длительностью  t2. Во время разряда конденсатора С на выходе присутствует импульс, а во время заряда – пауза. Очевидно, что перепад напряжения на конденсаторе С составляет  ЕП /3, а частота следования  f  импульсов зависит прямо от уровня входного сигнала, как показано на рисунке 16.4,б.

а)   б)

Рисунок 16.4 – Временные диаграммы ПНЧ  (а), зависимость частоты от    входного напряжения   (б)

 

В  режиме  ПЧН  входные импульсы    подаются на вход 2 таймера, который работает в режиме одновибратора. Сформированными импульсами стандартной формы с выхода  Q  включается ключ  Кл1, коммутирующий Регулирование  крутизны  преобразования  df / dUВХ   осуществляется подбором  сопротивлений   R3    и     R4   либо  ёмкости конденсатора   С. Резисторы и конденсатор не размещены в чипе, они являются внешними «навесными» деталями схемы.  ПНЧ  подобного рода выпускаются в виде ИС, например,  КР1108ПП1. Эта микросхема может работать не только в качестве  ПНЧ,  она  используется  также  и  в  режиме  преобразователя частоты в напряжение (ПЧН).    источник стабильного тока  Iс инверсным входом ОУ, при этом происходит заряд конденсатора  С  схемы интегратора. Во время пауз между импульсами включается ключ  Кл2,  ток стабилизатора  Iподаётся на прямой вход ОУ, происходит перезаряд конденсатора.  Выходное напряжение  ПЧН снимается с выхода интегратора, оно пропорционально среднему напряжению на конденсаторе  С, которое держится  на  нём  в  результате  заряда – разряда, то есть определяется частотой повторения входных  импульсов. Параллельно  конденсатору включён  резистор  R1  с тем,  чтобы  напряжение  не  достигало  области насыщения и было бы в линейной зависимости от частоты.

Рисунок 16.5  Структурная схема в режиме ПЧН

   

Рабочие режимы микросхемы  КР1108ПП1,  ПНЧ или ПЧН, устанавливаются путём соответствующих соединений выводов чипа.

 

 17   Схемы звуковых усилителей и радиоприёмников

                                                  

Схемотехника аналоговых усилителей зауковых частот, усилители звуковых частот, работающие в ключевом режиме класса «D», схемотехника усилителей высоких (радио) частот, схемотехника радиоприёмников

 

17.1  Усилители низкой частоты

 

Современная микросхемотехника располагает широким набором усилителей сигналов различных частот, начиная от нулевой частоты и вплоть до СВЧ-сигналов. Микросхемы изготавливают как по полупроводниковой, так и по гибридной технологиям.  В качестве примеров рассмотрим некоторые микросхемы, начнём с предварительного усилителя звуковой (низкой) частоты  (УЗЧ). На рисунке 17.1 приведена микросхема 4-х каскадного предварительного, т.е. не имеющего мощного выходного каскада,

                

Рисунок 17.1  – Принципиальная схема микросхемы К174УН3

 

УЗЧ. Все межкаскадные связи непосредственные, т.е. отсутствуют разделительные конденсаторы. Это связано с технологическими трудностями изготовления конденсаторов в полупроводниковых ИС.  Входной сигнал подаётся  на  базу  транзистора  Т1, это вывод 10 чипа. Коллекторная нагрузка Т1 соединяется с проводом питания с помощью навесного резистора R3 (см. рисунок 17.2).   

Эмиттер  Т1  соединён  с  общим  проводом  тоже  с  помощью  навесного резистора R2. Сигнал с коллектора Т1 непосредственно переходит в базу транзистора Т2, коллекторная нагрузка Т2 находится внутри микросхемы (резистор R1 на рисунке17.1), а эмиттер Т2 соединяется с общим проводом через внешние навесные сопротивления R4 ,  R5   и конденсатор С4. Коллекторное напряжение Т2 подаётся на базу Т3, коллекторная нагрузка Т3 находится   внутри   чипа – резистор   R3    (см. рисунок 17.1).    Резистор   R4 

является общим   эмиттерным   сопротивлением   для   транзисторов   Т3   и   Т4. Коллектор Т3 соединён с базой выходного транзистора  Т9  через цепочку транзисторов Т5...Т8.  Эти  транзисторы  служат  для согласования уровня постоянного напряжения коллектора Т3  с более низким постоянным напряжением  базы   Т9.   Транзисторы  Т5...Т8  включены   как    диоды   в    проводящем направлении, суммарное падение напряжения на них составляет (4 В. Коллекторное сопротивление Т9 это резистор R8  на рисунке 17.2. С выхода схемы подаётся отрицательная обратная связь по постоянному напряжению на базу транзистора Т6 через резисторный делитель  R9R7.  Эта  ООС  служит  для  температурной  стабилизации режима УЗЧ. Конденсатор С6   большой   ёмкости   шунтирует  резистор  R7   с  тем,  чтобы   напряжение

                

Рисунок 17.2  –  Схема включения микросхемы К174УН3

    

обратной связи не содержало переменного сигнала, весь сигнал через С6 блокируется на землю. Ещё одна ООС по постоянному напряжению передаёт ток от точки между резисторами R4  и  R5  на базу Т1 через резистор R1. Этим током определяется рабочая точка транзистора Т1. Резистор  R6  и  конденсатор С3  образуют  ФНЧ  в цепи питания чипа и служат для подавления пульсаций напряжения питания.

Существует  множество  микросхем   усилителей  мощности  низкой частоты, работающих в непрерывном режиме, но в настоящее время главенствующее положение занимают усилители мощности, основаные на ключевом режиме работы выходных  транзисторов,  так называемые усилители класса D. Так, если КПД усилителя класса А составляет менее 50%, класса В – около 75%, то КПД усилителя класса D превышает 90%.

За  основу  работы  УЗЧ   класса  D  принята   широтно-импульсная модуляция входного сигнала (см. раздел 14), ШИМ-импульсы от модулятора подаются на переключение мощных выходных транзисторов.

Усиленные по мощности  ШИМ-импульсы поступают на демодулятор,  с его выхода получают непрерывный аналоговый сигнал, который поступает на громкоговоритель.

Схема усилителя мощности класса D показана на рисунке 17.3,а. Транзистор Т1включается положительными  импульсами ШИМ-модулятора, импульс его  эмиттерного  тока  протекает через дроссель  Др и звуковую катушку громкоговорителя на общий провод. Отрицательными импульсами ШИМ-модулятора включается транзистор Т2, импульс его эмиттерного тока  течёт через звуковую катушку  и дроссель Др в обратном напрявлении. Транзисторы Т1 и Т2 образуют двухтактный эмиттерный повторитель. Транзисторы Т1 и Т2 работают в ключевом режиме, мощности рассеивания их очень малы: в закрытом состоянии коллекторный ток практически отсутствует, а в открытом состоянии напряжение коллектор- эмиттер составляет малую величину – доли Вольта.

а)   б)

Рисунок 17.3 Схема УЗЧ класса  D (а), временные диаграммы (б)  

  

Тактовая частота ШИМ модулятора выбирается по теореме Котельникова, то есть она должна быть, как минимум, вдвое выше частоты высшей гармоники входного сигнала. В стандарте Hi-Fi принято частоту высшей гармоники считать равной 20 кГц, следовательно тактовая частота должна быть не менее 40 кГц. Демодулятор ШИМ-импульсов представляет собой LC фильтр низких частот, состоящий из индуктивности дросселя Др и конденсатора С. Этот ФНЧ служит для подавления тактовых импульсов с частотой следования 40 кГц. Частота среза фильтра составляет 20 кГц.  Ток нагрузки  IН через звуковую катушку громкоговорителя определяется величиной постоянной составляющей выходных импульсов, как это видно из рисунке 17.3,б.

 

17.2 Высокочастотные микросхемы

 

В  настоящее время аналоговые микросхемы широко используются в радио- и телевизионной аппаратуре. Интегральные схемы не только заменяют отдельные узлы и блоки, которые прежде изготавливались из дискретных компонентов, но могут представлять собой законченные устройства. Для примера на рисунке 17.4 показана блок-схема микросхемы радиоприёмника супергетеродинного типа.

Навесными компонентами являются колебательные контура: входной,        гетеродинный, контур преселектора. К навесным изделиям относится также фильтр сосредоточенной селекции (ФСС), громкоговоритель и компоненты,    относящиеся   к   органам   настройки,   управления   и регулирования.

Входной колебательный контур настраивается на несущую частоту принимаемого сигнала, выбирая её из всего множества сигналов, наводящих ЭДС в антенне. Сигнал входного контура усиливается резонансным усилителем радиочастоты (РЧ), коллекторной нагрузкой которого тоже служит колебательный контур, настроенный на ту же частоту. Этот усилитель называется преселектором, т.к. он повышает избирательность (селективность) приёмника.

Одновременно с настройкой входного контура и контура преселектора перестраивается и контур гетеродина, частота колебаний, генерируемых гетеродином обычно ниже частоты сигнала на величину fПЧ  - промежуточной частоты  (ПЧ).  При перестройке контуров по диапазону разность частот принимаемого сигнала и колебаний гетеродина - fПЧ отстаётся   неизменной.   Сигнал  с   выхода  преселектора  и  напряжение гетеродина поступают на

Рисунок 17.4 – Блок-схема  супергетеродинного  радиоприёмника в       интегральном исполнении

 

входы смесителя (или преобразователя), который вырабатывает множество комбинационных частот. Из всего множества частот нужно выделить только сигнал с промежуточной частотой  fПЧ,  равной разности частот принимаемого передатчика и гетеродина. Промежуточная частота fПЧ значительно ниже несущей частоты принимаемого сигнала, но форма модулирующего сообщения при этом остаётся прежней. Для выделения сигнала ПЧ и его усиления служит усилитель промежуточной частоты (УПЧ),  который, по сути дела, является полосовым фильтром с центральной частотой, равной  fПЧ.

Избирательность УПЧ обеспечивается за  счёт (ФСС),  представляющего собой систему связанных контуров, включённых в качестве коллекторной нагрузки. В качестве ФСС могут также использоваться и пьезорезонансные колебательные системы. При настройке приёмника на нужную частоту одновременно перестраивается и частота гетеродина таким образом, что промежуточная частота fПЧ сохраняется постоянной,  так называемое сопряжение контуров. Поэтому отсутствует необходимость в перестройке схемы УПЧ по частоте. Это обстоятельство обеспечивает устойчивость работы УПЧ. Именно поэтому супергетеродинный приёмник является основным типом приёмников и используется в радиотехнике, начиная с 1918 года.

Выходной сигнал УПЧ подаётся на детектор, в котором происходит демодуляция, т.е. восстанавливается  форма НЧ-сигнала. По сути дела, детектор - это схема выпрямителя сигнала ПЧ, который выделяет  НЧ-сигнал модулированного сообщения. Сигнал с выхода детектора поступает на вход УЗЧ, а также на вход усилителя системы автоматического регулирования усиления (АРУ).

Система АРУ служит для воздействия на коэффициент усиления УПЧ с тем, чтобы поддерживать постоянный уровень громкости при замираниях (федингах), вызываемых ослаблениями напряжённости поля под влиянием атмосферных условий распространения радиоволн. 

 

 Список  литературы 

         1. Лачин В.И., Савелов Н.С. Электроника: учеб. пособие – Ростов н/Д: Феникс, 2009. – 703 с.

2. Опадчий Ю.Ф., Глудкин О.П., Гуров А.И. Аналоговая и цифровая электроника. Учебник для ВУЗов. – М.: Горячая линия – Телеком, 2002.

3. Прянишников В.А. Электроника: Курс лекций. – СПб.: Корона-принт, 2004.

         4. Нестеренко Б.К. Интегральные операционные усилители: справочное пособие по применению. – М.: Энергоатомиздат, 1982.

 5. Гутников В.С. Интегральная электроника в измерительных устройствах. – М.: Энергоатомиздат, 1988.

           6. Манаев Е.И. Основы радиоэлектроники: Учебное пособие для вузов.- М.: «Советское радио», 1982.- 480 с.