МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РЕСПУБЛИКИ

КАЗАХСТАН

 

Алматинский институт энергетики и связи

 

 

 

 

 

 

 

 

Хачикян В.С.

 

ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ СОВМЕСТИМОСТЬ

       РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ СРЕДСТВ

 

  Учебное пособие

            

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

                                                                                                          

Алматы 2003

 

УДК

Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств:

Учебное пособие/Хачикян В.С.

АИЭС. Алматы, 2003.- 68 с.

 

 

         

 

 

Учебное пособие содержит материалы по проблеме электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств, расчету интермодуляционных помех, расчету внеполосных и побочных каналов приёма.

         Рассмотрены характеристики и параметры радиопередающих, радиоприёмных устройств и антенн, влияющие на электромагнитную совместимость.

         Учебное пособие составлено в соответствии с новым образовательным стандартом.

         Предназначено для студентов всех форм обучения специальности 380540 – Радиосвязь, радиовещание и телевидение.

 

Табл. 2.  Ил. 29.  Библиогр. - 11 назв.

 

 

          Рецензенты: канд.тех.наук, доц. В.Л.Гончаров, канд.тех.наук, Ю.А.Бутузов.

 

                               

 

 

 

 

         Печатается по плану издания Министерства образования и науки Республики Казахстан на 2001 г. 

 

 

 

 

 

         ISBN  9965-494-35-5

 

 

 

 

ã     Алматинский институт энергетики и связи, 2003 г.


Содержание

 

Стр

Принятые условные сокращения

Введение

1 Общий подход к анализу  ЭМС РЭС

1.1   Постановка задачи анализа ЭМС РЭС

1.2   Сущность предлагаемого подхода к анализу ЭМС РЭС. Методы математического моделирования, используемые при анализе ЭМС РЭС

2 Моделирование излучений радиопередающих устройств

2.1 Общая характеристика радиоизлучений

2.2 Моделирование основного и внеполосного излучений

2.3 Моделирование побочных излучений

2.4 Частотная модель излучений ПРД

3 Моделирование радиоприемных устройств

3.1 Линейная модель радиоприемника

3.2 Нелинейная модель радиоприемника

3.3 Частотная модель радиоприемника

4 Анализ взаимосвязи между антеннами РЭС

4.1 Модель системы взаимосвязанных антенн

4.2 Коэффициент связи между антеннами

4.3 Определение матрицы сопротивлений системы из двух

       взаимосвязанных антенн

4.4 Пример расчета коэффициента связи между антеннами

5 Анализ ЭМС в группировке РЭС

5.1 Алгоритм анализа ЭМС РЭС в «дуэльной» ситуации

5.2 Частотная отбраковка помех при выявлении каналов проникновения              помех (чоп-1)

5.3 Энергетическая оценка помех

5.4 Оценка эффекта блокирования в «дуэльной» ситуации

5.5 Анализ ЭМС приемника при интегральном воздействии помех

      от всех мешающих передатчиков

Список литературы

4

5

5

5

 

 

9

12

12

13

17

19

19

19

27

31

31

31

34

 

36

45

48

48

 

49

51

56

 

60

68

 

 

     

 

 

 

 

 

 

 

 

Принятые условные обозначения

 

АЭ      - активный элемент (лампа, транзистор и т.п.);

БНУ    - безынерционное нелинейное устройство;

ВИ      - внеполосное излучение;

ВЦ      - входная цепь приемника;

ЗК       - зеркальный канал приема;

ИМИ   - интермодуляционные излучения;

ИМС   - интермодуляционная составляющая (помеха);

КПП   - канал проникновения помехи;

ЛМ     - линейная модель приемника;

МВЦ   - модель входной цепи приемника;

НМ     - нелинейная модель приемника;

ОИ      - основное излучение;

OK      - основной канал приема;

ОЭБ    - оценка эффекта блокирования;

ПИ      - побочное излучение;

ПК      - побочный канал приема;

ПРД    - передатчик, радиопередающее устройство;

ПРМ   - приемник, радиоприемное устройство;

ПФ      - полосовой фильтр;

ПЧ      - промежуточная частота;

РЭС    - радиоэлектронное средство;

С К     - соседний канал приема;

УРЧ    - усилитель радиочастоты;

ЧМИ   - частотная модель излучения;

ЧМП   - частотная модель приемника;

ЧОП   - частотная отбраковка помех;

ЭМО   - электромагнитная обстановка;

ЭМП   - электромагнитная помеха;

ЭМС   - электромагнитная совместимость;

ЭОП   - энергетическая оценка помех.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Введение

 

В связи с ростом числа одновременно функционирующих радиоэлектронных средств (РЭС) на ограниченных территориях или в ограниченных объ­емах пространства весьма актуальной проблемой современной радиоэлектро­ники является проблема электромагнитной совместимости (ЭМС) РЭС. Под ЭМС РЭС понимается способность РЭС одновременно функционировать в ре­альных условиях эксплуатации с требуемым качеством при воздействии на них непреднамеренных электромагнитных помех и не создавать недопустимых радиопомех другим РЭС.

Важной задачей на пути решения проблемы ЭМС РЭС представляется разработка эффективных и доступных методов анализа, основанных на использовании характеристик и параметров ЭМС РЭС, которые можно было бы использовать как при проектировании комплексов РЭС подвижных объектов, так и при оценке ЭМС уже существующих и эксплуатируемых комплексов РЭС. Первые шаги в этом направлении были предприняты Д. Уайтом в /1/, где предложены упрощенные модели и методы анализа ЭМС РЭС, которые однако не в полной мере могут быть использованы для практических расчетов. В частности, в /1/ весьма приближенно оценивается мощность помех с учетом частотных свойств излучений радиопередающих устройств и характеристик избирательности радиоприемных устройств, не показано, как оценивать при расчете ЭМС РЭС эффекты блокирования и интермодуляции. Учебные пособия /2,3/ в основном базируются на материалах /1/ и лишь в некоторой степени дополняют Д. Уайта, не давая детальных рекомендаций к расчету ЭМС РЭС.

Целью данного учебного пособия является разработка моделей РЭС, алгоритмов и методов анализа ЭМС РЭС применительно к группировкам с ограниченным числом РЭС. При этом в основу разработанных моделей и методов положен спектральный подход, позволяющий учесть частотные свойства излучений радиопередатчиков и характеристик избирательности приемников РЭС, частотную зависимость взаимосвязи между антеннами РЭС. В предложенных алгоритмах и моделях учитываются нелинейные эффекты блокирования и интермодуляции, возникающие в каскадах радиоприемников.

Учебное пособие рекомендуется для студентов всех форм обучения специальности 380540  - Радиосвязь, радиовещание и телевидение для изучения дисциплины "Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств" и выполнения расчетно-графической работы по этой дисциплине на тему "Анализ ЭМС в группировке средств радиосвязи". Оно может быть также использовано в дипломном проектировании при выполнении расчетов ЭМС РЭС. Пособие полезно и для аспирантов, занимающихся вопросами, связанными с проблемой ЭМС РЭС.

 

1 Общий подход к анализу ЭМС в группировке РЭС

 

1.1 Постановка задачи анализа ЭМС РЭС. Принятые допущения

 

Под группировкой радиоэлектронных средств (РЭС) понимается совокупность из N РЭС различного назначения, расположенных на ограниченной территории или подвижном объекте и работающих одновременно и совместно. Примером группировок РЭС могут служить комплексы РЭС радиоцентров или аэропортов, расположенных на удалении от населенных пунктов, радиооборудование судов, самолетов, телевышек и т.п.

Задача анализа ЭМС в группировке РЭС (или сокращенно ЭМС РЭС) в наиболее простой постановке предполагает проверку выполнения заданных критериев ЭМС РЭС. При этом могут быть введены критерии ЭМС для отдельного РЭСi, где i = [l...N], например, аi ≤ аiдоп, если помехи от других РЭС приводят к возрастанию показателя ЭМС аi, или аi ≥ аiдоп в противном случае. Кроме того, могут быть использованы системные показатели ЭМС РЭС, определяемые через показатели ЭМС а, отдельного РЭС /4/. Выбор конкретных показателей ЭМС РЭС зависит от особенностей группировки РЭС, назначения и типа РЭС, точности анализа ЭМС РЭС и других факторов.

Наиболее часто считается ЭМС РЭС обеспеченной, если для всех РЭС, входящих в группировку, критерии ЭМС отдельного РЭС выполняются.

Поскольку взаимные помехи, возникающие при одновременной работе РЭС, влияют в первую очередь на качество приема радиосигналов, то в качест­ве рецепторов помех в группировке РЭС выступают радиоприемные устройства (ПРМ) РЭС. В качестве источников помех рассматриваются радиопередающие устройства (ПРД) РЭС группировки, а также машины, механизмы, промышленные установки, создающие индустриальные электромагнитные помехи (ЭМП) для ПРМ РЭС. На подвижных объектах при работе ПРД могут дополнительно возникать контактные ЭМП, обусловленные вторичным электромагнитным полем, создаваемым облучаемыми элементами металлических конструкций подвижного объекта. Кроме того, при плохой изоляции антенн ПРД могут возникать коронирующие разряды от передающих антенн на корпус подвижного объекта, что приводит к появлению радиопомех типа "шип".

Все эти источники ЭМП определяют внутреннюю электромагнитную обстановку (ЭМО) в группировке РЭС. Но на качество приема РЭС будет оказывать влияние и внешняя ЭМО, определяемая помехами от РЭС, не входящих в состав рассматриваемой группировки. Учет всех источников помех при анализе ЭМС РЭС представляет собой весьма сложную задачу. В данном пособии ограничимся лишь учетом ЭМП, создаваемых ПРД РЭС группировки. Влияние других источников ЭМП при этом может быть учтено при выборе значений допустимых показателей аiдоп для каждого РЭС. Такой подход соответствует прин­ципу декомпозиции, широко применяемому при анализе сложных систем.

При анализе ЭМС целесообразно в каждом РЭС группировки выделить источ­ники и рецепторы помех, т.е. ПРД и ПРМ, как это показано на рисунке 1.1, и присвоить им соответствующий номер. На рисунке 1.1 представлена группировка из 4-х РЭС, в которой РЭС1 и РЭС4 представляют собой радиостанции, работающие в дуплексном режиме и содержащие ПРД и ПРМ, РЭС2 - ПРМ, РЭСЗ - ПРД.

 

 

 

 

Рисунок 1.1 - Общий вид группировки РЭС для N=4

 

Рисунок 1.2 - "Дуэльная" ситуация в паре ПРДj – ПРМi

 

Наиболее существенное влияние на работу ПРМ оказывают ЭМП, наведенные в приемной антенне и поступающие на вход ПРМ. Эти ЭМП обуслов­лены в первую очередь взаимосвязью между антеннами РЭС, расположенными в группировке РЭС на ограниченных расстояниях. Возможны также взаимные помехи по общей сети электропитания, за счет взаимосвязи между фидерами. Однако мешающее влияние таких ЭМП, как правило, существенно меньше, чем влияние ЭМП, поступающих на вход ПРМ из антенны. Поэтому в данной рабо­те уделяется внимание только взаимным помехам, обусловленным взаимосвя­зью между антеннами РЭС.

Известно /1-3/, что при одновременной работе двух и большего числа ПРД в спектрах их излучений возникают интермодуляционные излучения (ИМИ), обусловленные взаимосвязью между антеннами ПРД. Относительные уровни ИМИ зависят от величины связи между антеннами ПРД, от мощности и рабо­чих частот ПРД, от принципа построения антенно-фидерного тракта и выход­ного усилителя мощности ПРД от режимов работы его активных элементов. Учет ИМИ при анализе ЭМС РЭС усложняет расчеты, поскольку требует де­тальные данные о ПРД и дополнительный анализ взаимосвязи между антенна­ми ПРД. Полагая, что уровни ИМИ ПРД будут значительно ниже уровней по­бочных излучений на гармониках, а также в связи с предполагаемым учетом эффекта интермодуляции в ПРМ, взаимосвязью между ПРД (пунктир на рисунке 1.1) и, соответственно, ИМИ ПРД будем пренебрегать. Ограничимся при анализе ЭМС РЭС лишь мешающим взаимодействием между ПРД и ПРМ (сплошные линии на рисунке 1.1).

Наличие взаимосвязи между антеннами ПРД и ПРМ приводит к появле­нию наведенных ЭДС в приемных антеннах и, соответственно, помех на входе ПРМ. Эти помехи могут проникать в тракт промежуточной частоты ПРМ по основному или побочным каналам приема непосредственно или образуя интермодуляционные помехи. Кроме того, при больших уровнях помех на входе ПРМ может проявляться эффект блокирования, вызывающий уменьшение уровня полезного сигнала на выходе ПРМ. Все эти факторы могут ухудшать качество приема полезных сигналов ниже допустимого, т.е. приводить к несовместимости ПРМ с другими РЭС.

В данной работе в качестве критериев ЭМС для ПРМ РЭС используются:

-энергетические критерии вида   

                                                                                              (1.1)

или

                                                    (1.2)

где  - средняя мощность помехи в тракте ПЧ ПРМ, приведенная ко входу ПРМ, дБВт;

        - средняя мощность сигнала на входе ПРМ, соответствующая чувствительности ПРМ в заданном режиме приема, дБВт;

         - коэффициент запаса, дБ;

          - отношение сигнал/помеха в тракте ПЧ ПРМ, дБ;

        - критерий блокирования

                                       (1.3)        

где KБЛ - коэффициент блокирования ПРМ.

В уравнениях (1.1) и (1.2), а также далее все величины, входящие в урав­нения в децибельной (относительной) форме, обозначаются сверху чертой.

Допустимые значения отношения   и коэффициента запаса задаются при анализе ЭМС РЭС, используя данные о ПРМ и его оконечных устройствах, а также о внешней ЭМО. В ряде случаев /3,4/ принимают

=10 .. 20 дБ;          = - 10 .. + 10 дБ.

Для связных ПРМ магистральной связи и ПРМ морской подвижной служ­бы считается =0,3, т.е. допускается уменьшение уровня полезного сигнала на выходе ПРМ не более чем на 3 дБ /4/.

Будем считать ЭМС РЭС обеспеченной, если для каждого ПРМ группировки РЭС будут совместно выполняться условия (1.1) /или (1.2)/ и (1.3).

В качестве исходных данных о группировке РЭС при анализе ЭМС РЭС задаются:

-конкретные типы РЭС;

-типы, размеры и размещение (координаты) антенны РЭС;

-данные о типах и длинах кабелей, соединяющих РЭС с антеннами;

-значения рабочих частот РЭС;

-классы радиоизлучений ПРД РЭС;

-режимы работы ПРМ РЭС (классы радиоизлучений принимаемых сигналов).

В частных случаях может быть непосредственно задана матрица коэффициентов связи между антеннами РЭС. Например, для группировки РЭС, показанной на рисунке 1.1, эта матрица имеет вид

                         ,                                      (1.4)

где  - коэффициент связи между антеннами Аi и Aj, дБ.

В случае если РЭСi представляет собой только ПРМ или ПРД, в матрице (1.4) указываем нулевые значения элементов . Если в РЭСi входит ПРМ и ПРД, то в качестве  указывается значение развязки между ними, обуслов­ленной частотными свойствами антенных фильтров или других развязывающих устройств (Y- циркуляторов и т.п.), применяемых РЭСi.

Если считать пространство между антеннами РЭС линейным, то с учетом условия взаимности

                                        

 

1.2 Сущность предлагаемого подхода к анализу ЭМС РЭС. Методы    мате­матического моделирования, используемые при анализе ЭМС РЭС

 

При анализе ЭМС РЭС в этой работе используется подход, основанный на применении принципа декомпозиции к анализу сложных систем, к которым можно отнести группировку РЭС. Сущность этого подхода заключается в использовании на первом этапе анализа ЭМС попарного перебора анализируемых пар ПРМi – ПРДj и анализе "дуэльной" ситуации в каждой паре, при которой рассматривается только мешающее влияние на работу ПРМi помех, обуслов­ленных излучением ПРДj (рисунок 1.2). Впервые такой подход применен в /1/, а в /2/ назван "моделью ЭМС дифференциального вклада". Достоинства его заклю­чаются в том, что он позволяет оценить степень мешающего влияния каждого ПРД, выделить из всей совокупности ПРД лишь те ПРД, которые создают по­мехи, проникающие в ПРМi или вызывающие в ПРМ эффект блокирования. Последнее может существенно сократить время дальнейшего анализа ЭМС РЭС. Недостатком является то, что в этом случае нельзя учесть взаимодействие помех от разных ПРД в ПРМi. Поэтому дополнительно на втором этапе анализа ЭМС РЭС проводится анализ мешающего воздействия на ПРМi всех ПРД, ко­торые могут оказать это мешающее воздействие. В этом случае применяется так называемая "модель ЭМС интегрального вклада" /2/. Такая модель позво­ляет учесть нелинейное взаимодействие помех от ПРД в преселекторе ПРМi, которое приводит к появлению интермодуляционных помех, а также уточнить результаты анализа эффекта блокирования. Сущность предлагаемого подхода к анализу ЭМС РЭС поясняется блок-схемой обобщенного алгоритма анализа ЭМС в группировке РЭС (рисунок 1.3).

Рисунок 1.3 - Обобщенный алгоритм анализа ЭМС в группировке РЭС

 

В соответствии с этим алгоритмом вначале предполагается определение исход­ных данных о каждом РЭС группировки, включая данные о ПРМ, ПРД, их ан­теннах и соединительных кабелях (линиях передачи), о характере и свойствах переотражающих или поглощающих объектов между приемными и передающими антеннами, влияющих на взаимосвязь между ними, и т.п. Далее производится моделирование излучений всех ПРД, а также моделирование всех ПРМ группировки. Модель каждого ПРДj представляет собой эквивалентный источ­ник с заданным выходным сопротивлением Zвыхj и с заданной спектральной плотностью мощности Wj(f) излучения (спектром излучения). В зависимости от характера мешающего влияния помех в ПРМi могут быть использованы линейная или нелинейная модели ПРМi. Линейная модель ПРМi учитывает избира­тельные свойства ПРМi по частоте и может быть использована при энергетиче­ской оценке помех, проникающих в ПРМi. Нелинейная модель ПРМi дополни­тельно может учесть нелинейное взаимодействие помехи и сигнала в преселекторе ПРМi, приводящее к эффекту блокирования, или нелинейное взаимодейст­вие помех, которое может при определенных условиях привести к появлению интермодуляционной помехи в ПРМi.

Особенность предлагаемого в данном пособии подхода к анализу ЭМС РЭС заключается в использовании частотно-ограниченных на некотором        за­данном уровне , дБ, спектров излучений ПРДj и характеристик частотной избирательности ПРМi. Это позволяет выделить основное с учетом внеполосных и побочные излучения ПРМj основной с учетом соседних и побочные ка­налы приема ПРМi, ввести их частотные модели, учитывающие области частот, где заключены излучения ПРДj и каналы приема ПРМi. Введение частотно-ограниченных моделей позволяет существенно упростить анализ ЭМС, не рассматривая при энергетической оценке помех в ПРМi те ПРДj, которые не создают помехи, непосредственно проникающие в каналы приема ПРМi. Кроме то­го, имеется возможность выделить наиболее опасные каналы проникновения помех в ПРМi и наиболее мешающие излучения ПРДj. Применение частотно-ограниченных моделей принципиально отличает предлагаемый алгоритм анализа ЭМС РЭС от алгоритма, предложенного Д. Уайтом /1/ и применяемых в /2,3/. При этом не используется предварительная амплитудная отбраковка помех, поскольку уровни наведен­ных ЭДС в антеннах РЭС рассматриваемых группировок значительны.

При анализе "дуэльной" ситуации в паре ПРМi – ПРДj выполняется час­тотная отбраковка помех (ЧОП-1), позволяющая на основе частотных моделей излучений ПРДj и приема - ПРМi исключить те ПРДj, которые не создают каналов проникновения помех в ПРМi, и сосредоточить внимание на мешающих ПРДj. Далее проводится энергетическая оценка помех (ЭОП), в задачу которой входит оценка средней мощности помехи, приведенной ко входу ПРМi, по каждому каналу и по всем каналам проникновения помех в ПРМi. Это дает возможность выделить наиболее опасные каналы приема ПРМi и излучения ПРДj, определить причины не обеспечения ЭМС РЭС.

При оценке средней мощности помехи по каждому каналу проникновения помех в ПРМi используется спектральный метод анализа, учитывающий характер частотной зависимости спектра соответствующего излучения ПРДj, коэффициента связи между антеннами, характеристики односигнальной изби­рательности ПРМi по соответствующему каналу приема. Это также принципи­ально отличает предложенный алгоритм анализа ЭМС РЭС от рассмотренных в /1,2,3/.

Последним этапом анализа "дуэльной" ситуации является оценка эффекта блокирования, обусловленного попаданием излучений ПРДj в полосу входной цепи ПРМi и нелинейными свойствами преселектора ПРМi. При этом выполняется ЧОП-2, предполагающая отбор лишь только тех излучений ПРДj, которые попадают в полосу входной цепи ПРМi. Далее производится расчет коэффици­ента блокирования по параметрам нелинейной модели ПРМi и уровням наве­денных помех на входе ПРМi, обусловленных мешающими излучениями ПРДj. На этапах ЭОП и оценки эффекта блокирования производится расчет коэффи­циентов связи между антеннами ПРДj и ПРМi на средних частотах каналов проникновения помех ПРМi и средних частотах излучений ПРДj, попадающих в полосу входной цепи.

Заключительный анализ ЭМС ПРМi при воздействии помех от всех ме­шающих ПРД предполагает расчет средней мощности помех в ПРМi по всем каналам проникновения от всех отобранных в ЧОП-1 ПРДj, оценку эффекта интермодуляции с расчетом средней мощности интермодуляционных помех по разным каналам проникновения помех, интегральную оценку эффекта блокирования ПРМi.

Подробно алгоритмы анализа ЭМС, а также основные расчетные выраже­ния для разных этапов анализа ЭМС РЭС приведены в разделе 5.

При анализе ЭМС РЭС в соответствии с предлагаемым алгоритмом (рисунок 1.3) могут быть использованы как детерминированные, так и статистические модели ПРД и ПРМ. Детерминированные модели и детерминированный подход к анализу ЭМС РЭС позволяет оценить среднестатистические значения показателей ЭМС. Статистические модели дают основания для расчета среднестати­стических параметров и показателей ЭМС РЭС, так и для оценки среднеквадра­тичных отклонений реальных параметров и показателей ЭМС РЭС от средне­статистических значений, позволяют определить вероятности выполнения заданных критериев ЭМС РЭС.

В связи с ограниченностью объема данного пособия больше внимания уделяется детерминированному подходу к анализу ЭМС РЭС, хотя при моделировании ПРД и ПРМ, как и в /1/, используются статистические модели описания спектров излучений, статистические оценки относительных уровней побочных излучений и относительной восприимчивости ПРМ по побочным каналам приема.

 

2 Моделирование излучений радиопередающих устройств

 

2.1 Общая характеристика радиоизлучений

 

Излучения радиопередающих устройств (ПРД) делятся на основные и нежелательные, включающие внеполосные и побочные излучения /1,2,4/. Основное радиоизлучение (ОИ) предназначено для передачи сигнала в необходимой по­лосе радиочастот с требуемой скоростью и качеством. Ширина необходимой полосы радиочастот Вн определяется классом радиоизлучения и скоростью пе­редачи информации (шириной спектра модулирующего сигнала). Кроме Вн для характеристики ОИ вводится занимаемая ширина полосы частот радиоизлуче­ния Вз, за пределами которой излучается заданная часть средней мощности Р излучения ПРД (например, βР, где β=0,l). Если Вз ≤ Вн, то ОИ считается совершенным.

К нежелательным излучениям ПРД относятся все остальные излучения, находящиеся за необходимой шириной полосы ОИ. Внеполосные излучения (ВИ) непосредственно примыкают к ОИ и обусловлены нелинейностью моду­ляторов ПРД и собственными шумами ПРД.

Побочными излучениями (ПИ) считают нежелательные излучения, возникающие в результате нелинейных процессов в ПРД кроме процесса модуляции. К побочным излучениям относятся излучения на гармониках и субгармониках, комбинационные, интермодуляционные и паразитные радиоизлучения /1-4/. Все ПИ, кроме интермодуляционных, можно назвать собственными ПИ ПРД, поскольку они возникают в ПРД вне зависимости от условий его эксплуатации. Интермодуляционные излучения ПРД появляются только при одновременной работе двух и большего числа близко расположенных ПРД. Поэтому при моделировании излучений ПРД в первую очередь интерес представляют собствен­ные излучения ПРД причем наибольшее внимание следует уделить ОИ и ВИ, а также ПИ на гармониках и субгармониках, которые могут оказать мешающее влияние на работу ПРМ группировки РЭС.

В качестве основной характеристики для описания радиоизлучений ПРД будем использовать спектральную плотность мощности ПРД W(f), Вт/Гц, характеризующую распределение средней пиковой мощности ПРД по частоте, т.е. спектр радиоизлучения. Общий вид спектра радиоизлучений ПРД представлен на рисунке 2.1.

 

2.2 Моделирование основного и внеполосного излучений

 

Для аналитического описания основного излучения (ОИ) воспользуемся основным параметром ОИ - необходимой шириной полосы излучения Bн, в пределах которой при совершенном ОИ заключено 99% средней мощности

Рисунок 2.1 - Общий вид спектра радиоизлучений ПРД

излучения ПРД. Полагая, что спектральная плотность мощности основного из­лучения распределена равномерно в пределах Вн, определим максимальное значение спектральной плотности мощности ПРД

                                                                                      (2.1)

где Р - пиковое значение мощности ПРД, поступающей в фидер.

В этом случае основное излучение на спектральной плотности мощности излучения ПРД можно представить в виде прямоугольника шириной Вн и высотой W0, расположенного симметрично относительно средней частоты излучения fот (рисунок 2.2) и имеющего площадь W0 • Вн, равную 0,99Р.

Для моделирования внеполосных излучений (ВИ), расположенных слева и справа от ОИ и на которые приходится 1% средней мощности излучения ПРД, в качестве параметров ВИ можно использовать контрольную полосу излучения Вk, отсчитываемую на уровне -30 дБ от максимального уровня =10lgW0, дБВт/Гц, а также значения ширины полосы ВИ Вх, определенные на уровне , дБ относительно . В качестве уровней  обычно выбираются в соот­ветствии с /2,4/ уровни -40, -50, -60 дБ.

Параметры Вх, Вk, Вн для разных классов радиоизлучений ПРД могут быть определены в соответствии с нормами 19-86 /4/, в которых приводятся формулы для расчета этих параметров. Например, для класса излучения АЗЕ (телефония, две боковые полосы частот, одноканальная) для радиопередатчи­ков подвижной службы

                       (2.2)

где FВ- максимальная частота модуляции (верхняя граничная частота спектра передаваемого сообщения).

Среднее значение частоты ОИ и ВИ fот зависит от рабочей частоты fт и от класса радиоизлучения ПРД. Для классов излучений, при которых спектр излучения расположен симметрично относительно рабочей частоты ПРД (например, для А1А, АЗЕ, F3E, F1B, G1B и т.п.), fот = fт.

Для классов излучений, соответствующих однополосной модуляции, необходимо учитывать смещение средней частоты ОИ относительно рабочей часто­ты ПРД.

                                                              (2.3) 

где Fн – нижняя граничная частота, спектра передаваемого телефонного сообщения;

       F – частота тональной модуляции манипулированного сигнала. В уравнении (2.3) знак (+) соответствует использованию верхней боковой полосы, а знак (-)   - нижней боковой полосы радиоизлучения.

Для аналитического описания спектра ВИ в /1/ предложено использовать кусочно-линейную аппроксимацию при логарифмическом масштабе по оси абсцисс и ординат. При этом спектральная плотность мощности ПРД описывается уравнением прямой в пределах интервала Δfi... Δfi+1

                                                                 (2.4)

где                                                             (2.5)                  

- коэффициент, характеризующий угол наклона аппроксимирующей прямой в пределах i-го участка; Δf = ffот - абсолютная отстройка от средней частоты ОИ; ,- значения спектральной плотности мощности излучения ПРД в начале и в конце рассматриваемого i-го интервала Δf.

 

Рисунок 2.2 - Модель спектра основного и внеполосного излучений ПРД

 

Рисунок 2.3 - Кусочно-линейная аппроксимация спектра основного и внеполосного излучений ПРД

 

С целью удобства использования кусочно-линейной аппроксимации и дальнейших расчетов введем нормированную спектральную плотность мощности излучения ПРД

                                                                                             (2.6)

или в децибельной форме  

                                    (2.7)      

условно считая за 0 дБ уровень, соответствующий  в реальном спектре.

Используя в качестве параметров Δfi кусочно-линейной аппроксимации введенные выше параметры, характеризующие ширину ОИ и ВИ, аппроксимированную нормированную спектральную плотность мощности излучения ПРД с учетом ОИ и ВИ можно представить в виде, показанном на рисунке 2.3. Аналитически записать в общем виде выражение для с учетом ОИ и ВИ в этом случае можно, используя (2.4)

                              (2.8)

Коэффициенты , входящие в (2.8), могут быть найдены с помощью (2.5)

                                     

                                                

Например, для класса радиоизлучения АЗЕ, которому соответствуют значения ширины полосы излучения, определяемые из (2.2), при FВ = 3 кГц имеем

                     (2.9)

 

где Δf в кГц.                                               

При ограничении спектра ВИ на некотором заданном уровне < -50 дБ ширину спектра ОИ с учетом ВИ на этом уровне - Вои можно найти из последнего уравнения (2.8)

                                           

откуда                                                                   (2.10)

Так, для класса радиоизлучения АЗЕ, нормированный спектр ВИ которого описывается уравнением (2.9), ширина спектра ОИ с учетом ВИ на уровне = -100 дБ в соответствии с (2.10)

Вои =811,14 кГц.

 

2.3 Моделирование побочных излучений

 

Для всех типов ПРД наибольшими уровнями обладают побочные излуче­ния (ПИ) на гармониках, обусловленные нелинейными режимами работы ак­тивных элементов в выходных каскадах ПРД.

Средняя частота спектра побочного излучения на n-ой гармонике

где fот - средняя частота основного излучения ПРД.

Для описания нормированного относительно W, спектра ПИ на n-ой гармонике воспользуемся масштабированием спектра ОИ и ВИ как по уровню, так и по частоте

                                                                             (2.11)

где  - относительный уровень n-ой гармоники в спектре излучения ПРД, дБ;

          - нормированный спектр ОМ и ВИ из (2.8);

         - абсолютная расстройка относительно частоты ПИ на n-ой гармонике.

В (2.11) учтено, что спектр ПИ на n-ой гармонике в n раз шире спектра ОИ с учетом ВИ.

При задании величины можно воспользоваться экспериментальными данными для конкретных типов ПРД, действующими нормами или среднестатистическими данными, представленными в /1/. В последнем случае

                                                                                                           (2.12)                  

где - среднестатистические коэффициенты, характеризующие среднее зна­чение относительного уровня гармоники.

В соответствии с /3, таблица 3.1/ для ПРД, работающих на частотах менее 30 МГц,  = -70 дБ/дек;  = -20 дБ. При этом среднеквадратичное отклонение относительного уровня гармоники от среднего значения, определяемого из (2.12), составляет 10 дБ.

В соответствии с (2.11) аналитическое выражение для нормированного спектра ПИ на n-ой гармонике при использовании кусочно-линейной аппроксимации ОИ с учетом ВИ вида (2.8) может быть записано в общем виде

 

                                

 

 

 

 

 

                                                                                                                                         (2.13)

 

 

 

 

 

 

Например, для 2-ой гармоники радиоизлучения АЗЕ, спектр ОИ и ВИ которого представлен уравнением (2.9), с учетом (2.12), =-41,1 дБ и из (2.13) имеем

               (2.14)

где  в кГц.

Для определения ширины спектра ПИ на n-ой гармонике () для за­данного уровня  необходимо воспользоваться той частью выражения  из (2.13), которое описывает спектр ПИ на заданном уровне. Это озна­чает, что необходимо использовать последнее из аналитических выражений в (2.13), для которого левое слагаемое больше заданного уровня . Например, при определении  на уровне -100 дБ для АЗЕ из (2.14) необходимо исполь­зовать уравнение

откуда = 155,52 кГц.

Аналогичным образом могут быть описаны спектры излучений ПРД на субгармониках, для которых средняя частота

где m - целое число, определяемое числом умножителей частоты в тракте радиочастоты ПРД и их кратностью умножения.

В этом случае нормированный относительно  спектр ПИ на m-ой субгармонике может быть найден по аналогии с(2.11):

                                                                                          (2.15)

где  - абсолютная расстройка относительно средней частоты ПИ на m-ой субгармонике;   - относительный уровень m-ой субгармоники, дБ.

При моделировании ПИ ПРД необходимо учитывать лишь те ПИ, для которых >, >. Остальные ПИ, не удовлетворяющие этим усло­виям, в дальнейших расчётах ЭМС не учитываются в виду малости их уровня.

 

2.4 Частотная модель излучений ПРД

 

На последнем этапе моделирования излучений ПРД, необходимо опреде­лить параметры частотной модели излучений ПРД (ЧМИ), которая используется на этапе частотной отбраковки помех при анализе ЭМС РЭС. ЧМИ пред­ставляет собой массив граничных частот излучений ПРД записанных в виде таблицы или представленных графически. При этом нижняя и верхняя гранич­ные частоты ОИ с учетом ВИ, а также ПИ определяются с учетом симметрии спектра излучения относительно средней частоты:

                             

                                              (2.16)

где Вои, Впи - ширина спектра ОИ с учетом ВИ и ПИ на заданном уровне .

Например, для ПРД с рабочей частотой fτ = 4285 кГц с классом радиоизлучения АЗЕ параметры ЧМИ с учетом ОИ, ВИ и ПИ на 2-ой гармонике пред­ставлены в таблице 2.1.

 

Таблица 2.1 - Параметры ЧМИ ПРД для класса излучения АЗЕ

п/п

Тип излучения

Средняя частота излучения, кГц

Ширина полосы излучения на уровне

кГц

Нижняя граничная частота излучения, кГц

Верхняя граничная частота излучения, кГц

1

2

ОИ и ВИ

ПИ на 2-ой гармонике

4285

 

8570

811,14

 

155,62

3979,43

 

8492,19

4690,57

 

8647,81

 

3 Моделирование радиоприемных устройств

 

3.1 Линейная модель радиоприемника

 

Частотные свойства радиоприемника (ПРМ) любого типа описываются характеристикой односигнальной частотной избирательности, определяемой при гармоничном воздействии на входе ПРМ при оценке напряжения на входе детектора ПРМ (на выходе тракта промежуточной частоты) или при воздействии в виде узкополосного радиосигнала при оценке напряжения на низкочастотном выходе ПРМ/3,4/.

Общий вид нормированной к уровню чувствительности ПРМ характери­стики односигнальной частотной избирательности ПРМ супергетеродинного типа показан на рисунке 3.1. Конкретный вид этой характеристики определяется для заданного режима приема (вида работы ПРМ). Нулевой уровень на рисунке 3.1 соответствует чувствительности ПРМ в заданном режиме приема, определяемой минимальной мощностью полезного сигнала на входе ПРМ, при которой обеспечивается заданное соотношение сигнал/шум на выходе ПРМ /3,4/

                                                                              (3.1)

где  - минимальное действующее значение напряжения сигнала на вхо­де ПРМ; rbx - входное сопротивление ПРМ.

При анализе ЭМС РЭС может быть оценена средняя мощность помехи в тракте ПЧ, приведенная ко входу ПРМ, которая может быть сравнима с мощностью РСmin.

Как видно на рисунке 3.1, характеристика односигнальной частотной избирательности супергетеродинного ПРМ содержит основной канал приема (ОК), определяемый шириной полосы пропускания на уровне 3 дБ (Вз) (или 6 дБ) и не основные каналы приема, к которым относятся соседние каналы (СК) и по­бочные каналы (ПК) приема. Соседние каналы приема обусловлены конечной частотной избирательностью фильтров сосредоточенной селекции в тракте ПЧ ПРМ. Побочные каналы приема характерны только для ПРМ супергетеродинного типа и обусловлены нелинейными явлениями в первом смесителе ПРМ.

 

R

 

Рисунок 3.1 - Нормированная характеристика односигнальной

частотной избирательности DPM

 

Если ограничить характеристику  на некотором уровне, дБ (рисунок 3.1), то линейную модель ПРМ, учитывающую, кроме основного, соседние и побочные каналы приема, можно представить в виде, показанном на

рисунке 3.2. Полосовые фильтры (ПФ) в этой модели учитывают избирательность ПРМ по основному каналу приема с учетом соседних каналов (ПФок), а также по побочным каналам (ПФпк). Характеристика затухания каждого ПФ описывает соответствующий участок характеристики односигнальной частотной избирательности вплоть до уровня . Такая модель ПРМ условно названа линейной, поскольку в ней содержатся линейные ПФ, хотя она и учитывает сугубо нелинейный процесс преобразования частоты. Число N ПФпк в этой модели

 

Рисунок 3.2 - Линейная модель ПРМ супергетеродинного типа

 

определяется числом учитываемых каналов приёма супергетеродинного ПРМ. В линейной модели (ЛМ) ПРМ прямого усиления следует ограничиться использованием только ПФок, поскольку в таком ПРМ побочные каналы отсутствуют.

 

3.1.1 Основной канал приема с учетом соседних каналов

Частотная избирательность ПРМ по основному и соседним каналам может быть охарактеризована, кроме параметра Вз, шириной полосы пропускания на некоторых уровнях , дБ и т.д. (Вα, Вβ, Вγ на рисунке 3.3). В этом случае для описания частотной избирательности ПРМ можно использовать кусочно-линейную аппроксимацию реальной характеристики при логарифмическом масштабе частоты, предложенную в /1/

                                                                       (3.2)

где  Δf = ffR - абсолютная расстройка;

       Δfi - значение абсолютной расстройки, соответствующее уровню ;

       *, дБ/дек - коэффициент, характеризующий наклон прямой в пределах участка Δfi Δfi+1:

                                                                             (3.3)

В соответствии с (3.2) и (3.3) для аппроксимирующей кусочно-линейной функции, представленной на рисунке 3.4,

                              (3.4)        

где                            

В этом случае ширину полосы ПРМ по основному каналу приема, с учетом соседних каналов на заданном уровне , можно определить из последне­го соотношения

                                                                          (3.5)

откуда                           .                                              (3.6)

 

К достоинствам кусочно-линейной аппроксимации вида (3.4) относится высокая точность описания реальной характеристики частотной избирательности ПРМ,

Рисунок 3.3 - Модель частотной избирательности ПРМ по основному и соседним каналам

Рисунок 3.4 - Кусочно-линейная аппроксимация характеристики частотной избирательности ПРМ по основному и соседним каналам

особенно при использовании экспериментальных данных для Вα, Вβ, Вγ. Недостатком является неоднозначность аналитического описания характеристики  в пределах В, что затрудняет программирование и увеличивает время расчетов на ЭВМ.

Этот недостаток можно исключить, если аппроксимировать характеристи­ку  по Баттерворту (рисунок 3,5)

                                                                                (3.7)

где  Ω = 2Δf /B3 - относительная расстройка;

n - порядок полинома Баттерворта.

Можно определить n, используя лишь одно значение ширины полосы по соседнему каналу, соответствующее уровню:

                                                                                       (3.8)

При известной избирательности ПРМ по СК , дБ, соответствующей расстройке Δf0, в уравнение (3.8) можно подставить .

Например, если задана  ≥ 70 Б, определяемая при Δf0 = 12 кГц для ПРМ в режиме АЗЕ с Вз = 6 кГц, то, согласно (3.8),

                                      

Если задан коэффициент прямоугольности Кпр, определяемый на уровне 30 дБ для ПРМ фиксированных служб /4/, то

                                                                                                     (3.9)  

Для большинства ПРМ Кпр = 2...8 /4/.

Ширина полосы ПРМ по основному каналу приема с учетом соседних каналов Вок на заданном уровне в этом случае определится из (3.7)

                                                                                (3.10)

где Ωок = Вок /B3.

При этом

                                                             (3.11)

Так, для n = 5,81 и В3 = 6 кГц при  = 100 дБ из (3.11) получаем следующее значение ширины полосы ОК с учётом СК

                                                   .

К достоинствам аппроксимации характеристики частотной избирательно­сти ПРМ по Баттерворту относится простота и однозначность аналитического описания функции , что упрощает расчеты и сокращает их время. Недостатком можно считать приближенность расчетов, т.к. при определении n используются лишь данные только для двух уровней 3 дБ и  дБ.

Рисунок 3.5 - Аппроксимация по Баттерворту характеристики частотной избирательности ПРМ по основному и соседним каналам

 

 

3.1.2 Побочные каналы приема

Основные параметры, характеризующие модель частотной избирательно­сти ПРМ по любому побочному каналу, указаны на рисунке 3.6.

Поскольку причиной образования побочных каналов приема является нелинейность первого смесителя (преобразователя частоты) ПРМ, то средняя частота ПК(fпк) может быть определена из соотношения

                                                                                     (3.12)

где fг - частота 1-го гетеродина ПРМ;

fпч - 1-ая промежуточная частота ПРМ;

р1,2=0,±1,±2,±3,...- коэффициенты, соответствующие определенному ПК. Если учесть, что частота настройки ПРМ fR связана с частотой гетеродина как

                                                                                    (3.13)

где знак (+) соответствует "верхней" настройке гетеродина, а знак (-) - "ниж­ней" настройке гетеродина, то, подставив (3.13) в (3.12), получим более удоб­ное уравнение для расчетов значений fпк

                                                                  (3.14)

где знак (-) соответствует "верхней", а знак (+) - "нижней" настройкам гетеродина. Перебирая все значения коэффициентов p1 и р2 из условия

                                            

где к - порядок комбинационной составляющей, образующей ПК;

      nm – максимальный, учитываемый в расчетах, порядок.

Рисунок 3.6 - Модель частотной избирательности ПРМ

по побочным каналам

 

Рисунок 3.7 - Зависимость среднестатического значения относительной восприимчивости по побочному каналу от средней частоты побочного канала

 

Находим все положительные значения fпк из (3.14).

Например, одному из опасных ПК - зеркальному каналу соответствует на­бор р1=1, р2=-1 для "верхней" настройки гетеродина и р1=-1, р2=1 - для "ниж­ней". ПК по ПЧ соответствует набор p1=l, р2=0.

Другими важными частотными параметрами, характеризующими ширину полосы пропускания по ПК, являются (рисунок 3.6)

                                                                           (3.15)

которые в соответствии с (3.12) в  раз меньше соответствующих параметров для основного канала приема с учетом соседних каналов.

Чувствительность ПРМ по ПК характеризуется относительной восприимчивостью ПРМ по ПК (, дБ) /1/, называемой также избирательностью ПРМ по ПК /4/. Этот параметр показывает, во сколько раз необходимо уве­личить уровень помехи на частоте fпк, по сравнению с чувствительностью ПРМ, настроенного на fR, чтобы получить напряжение на выходе ПРМ, равное номинальному. Относительная восприимчивость ПРМ по конкретным ПК зависит от избирательности преселектора ПРМ на частоте ПК, от порядка комбинацион­ной составляющей, соответствующему данному ПК, от нелинейных свойств 1-го смесителя.

Значения  для отдельных ПК могут быть приведены в техническом описании ПРМ или экспериментально измерены. Если отсутствуют конкретные данные для рассматриваемого ПРМ, то для расчета  можно воспользоваться среднестатистическими данными, приведенными в /1/. Согласно этим данным

                                 ,                                            (3.16)                        

где  - среднестатистические параметры, найденные по результатам измерений  большого числа ПРМ.

Так, для ПРМ, работающих на частотах fR ≤ 30 МГц, в /1/ рекомендуется использовать следующие значения параметров:

для fпк <fR:       =-20дБ/дек;      =80дБ;   при этом σR = 10 дБ;

для fпк >fR:       =25 дБ/дек;     =85 дБ;   при этом σR = 15 дБ.

Вид соответствующей зависимости (3.16) при этих параметрах показан на рисунке 3.7 при логарифмическом масштабе по частоте.

Если ограничиться рассмотрением ПК, для которых  < , то, исполь­зуя (3.16), можно определить минимальное и максимальное значения средней частоты fпк тех ПК, которые необходимо учитывать при анализе ЭМС (рисунок 3.7). Для этого необходимо решить уравнения

                                           

                                                               (3.17)

При нахождении значений fпк из (3.14) следует ограничиться рассмотре­нием таких комбинаций p1 и р2, для которых fПКmin < fПК < fПKmax.

Аналитическое описание частотной зависимости избирательности ПРМ по ПК можно осуществить с применением тех же видов аппроксимации, что и для основного и соседних каналов приема. При этом необходимо лишь учитывать "сжатие " в  раз частотной характеристики по ПК и ее "подъем" на величину . Например, при использовании аппроксимации по Баттерворту избирательность по ПК описывается выражением

                                                                      (3.18)

где -относительная расстройка;

       Δfпк = ffпк  -  абсолютная расстройка;

       n – определяется, как и для основного канала, из (3.8) или (3.9).

В (3.18) эффект "сжатия" характеристики избирательности по ПК учитывается параметром , который в  раз меньше Вз.

Ширину полосы ПК на заданном уровне  можно определить из (3.18) по аналогии с (3.11)

                                .                                               (3.19)

Так, для зеркального канала с  =l и з =6кГц при =100дБ, =60 дБ и n =5,81 из (3.19) имеем

                                                  Впк = 13,255 кГц.

 

 

3.2 Нелинейная модель радиоприемника

 

В нелинейной модели (НМ) ПРМ могут быть учтены такие нелинейные эффекты, возникающие в ПРМ при воздействии на его вход помех наряду с сигналом, как блокирование, интермодуляция и перекрестная модуляция /1,2,3/.

Эти эффекты обусловлены нелинейностью 1-го каскада УРЧ ПРМ и конечной избирательностью входной цепи ПРМ. С целью учета указанных факторов представим НМ ПРМ в виде, показанном на рисунке 3.8. В этой НМ модель вход­ной цепи (МВЦ) учитывает избирательные свойства преселектора ПРМ. Безынерционное нелинейное устройство (БНУ) отображает нелинейные свойства УРЧ ПРМ. Избирательность ПРМ по основному каналу приема с учетом соседних каналов, а также по побочным каналам приема учитывается линейной моделью (ЛМ) ПРМ, рассмотренной в п.3.1.

 

Рисунок 3.8 - Нелинейная модель ПРМ

 

Передаточные свойства МВЦ могут быть охарактеризованы коэффициен­том передачи по напряжению, частотная зависимость модуля которого может быть аппроксимирована по Баттерворту

                                   ,                                                (3.20)

где   - относительная расстройка;

        Δf = ffR  - абсолютная расстройка;

          - полоса пропускания ВЦ на уровне 3 дБ;

        n1 - порядок МВЦ, который может быть задан, если известен тип входной цепи (например, n1 =2 для двухконтурной ВЦ).

Если известна ширина полосы пропускания ВЦ на уровне , дБ, (), то порядок МВЦ можно найти из выражения, аналогичного (3.8)

                                         .                                              (3.21)

Поскольку относительный уровень восприимчивости ПРМ по зеркальному каналу (, дБ) зависит от затухания, вносимого ВЦ на частоте зеркального канала , то из уравнения

                                                                                          (3.22)

   где  можно также определить n1

                                                                                         (3.23)  

Например, если входная цепь ПРМ имеет на частоте настройки ПРМ fR полосу пропускания =200кГц при fпч=12,8 МГц, то при =90 дБ, имеем

                        

и из (3.23)

                                                             

Таким образом, двухконтурная входная цепь при указанных данных обеспечит заданную избирательность по зеркальному каналу. Полосу пропускания МВЦ на заданном уровне , дБ, можно определить по аналогии с уравнением (3.11)

                                                                                   (3.24)

Свойства БНУ в общем случае могут быть описаны проходной характеристикой вида

                                                                               (3.25)

где   - напряжение на выходе и входе БНУ (рисунок 3.8);

        аk - полиномиальный коэффициент;

        nm - степень полинома.

Выбор величины nm в (3.25) зависит от порядка учитываемых составляющих, возникающих в УРЧ ПРМ, от предполагаемой точности расчетов и т.п. С целью упрощения расчетов ограничимся nm = 3, что даст возможность учесть все нелинейные эффекты в ПРМ при относительно простых аналитических выражениях

                                                                               (3.26)

где  - нормированный полиномиальный коэффициент 3-го порядка.

Введение нормированного выражения (3.26) позволяет все расчетные уровни помех "приводить ко входу ПРМ", т.е. сравнивать их с чувствительностью ПРМ.

Таким образом, для описания нелинейных свойств ПРМ согласно (3.26) необходимо знать лишь один параметр .

 

3.2.1 Определение параметров нелинейной модели радиоприёмника по результатам оценки эффекта блокирования

Блокированием называется эффект уменьшения уровня полезного сигнала на выходе  ПРМ  вследствие    воздействия  одной  или  нескольких  помех  на  входе  ПРМ со средними частотами, отличными от частоты настройки ПРМ. Основной причиной этого эффекта является уменьшение средней крутизны активного элемента (АЭ) 1-го каскада УРЧ по отношению к сигналу за счет воздействия на АЭ наряду с сигналом помех с уровнем, существенно превышающим уровень сигнала.

Основным параметром, характеризующим эффект блокирования, является коэффициент блокирования

 

,                       (3.27)

где   - приращение напряжения сигнала на выходе главного тракта ПРМ, обусловленное действием помех;

         *, - напряжение  сигнала  на  выходе  главного  тракта  ПРМ  при отсутствии и наличии помех на входе ПРМ.

В соответствии с (3.27) КБЛ≥0. Согласно /4/, для ПРМ 2-го класса магистральной связи в гекто- и декаметровом диапазонах допустимое значение КБЛ ≤ 0,3,  что  соответствует   уменьшению  уровня  сигнала   на   выходе   ПРМ примерно на 3 дБ (в √2 раз).

Для  установления  связи КБЛ параметрами БНУ и МВЦ будем считать, что для одной блокирующей помехи напряжение на входе БНУ можно представить в виде

                             ,                               (3.28)

где   - амплитуда  сигнала  на  входе  БНУ  и  входе  ПРМ,  т.к. частота настройки  ВЦ  совпадает  с  рабочей  частотой  ПРМ;

 - амплитуда  помехи  на  входе БНУ;

- амплитуда помехи на входе ПРМ;

        - коэффициент передачи МВЦ на частоте помехи.

Если подставить (3.28) в (3.26), то можно найти амплитуду напряжения сигнала на выходе БНУ и соответственно главного тракта ПРМ при наличии помехи

  .              (3.29)

При  = 0 из (3.29) получим выражение для амплитуды сигнала на выходе НМ ПРМ при отсутствии помехи

     .                  (3.30) 

С учетом (3.27), (3.29) и (3.30) выражение для коэффициента блокирования примет следующий вид

                        ,                        (3.31)

где   - действующее значение напряжения помехи на входе ПРМ.

Уравнение (3.31) дает возможность определить параметры НМ ПРМ при заданном и  известном допустимом уровне блокирующей помехи

Так, если известны передаточные свойства ВЦ на частоте помехи, то из    (3.31) можно непосредственно определить параметр нелинейности лишь по результатам одного измерения

                                 .                                                (3.32)

Например, для ПРМ, у которого параметры МВЦ n1= 2, = 6кГц при   уровне блокирующей помехи = 0,1 В с частотой, отличной от частоты сигнала на ± 20 кГц, имеем относительную расстройку помехи

и  значение  коэффициента  передачи  МВЦ  из  (3.20)

 

.

При этом из (3.32) имеем

 

.

Если   отсутствуют   данные   по   величине , то  для  её  определения можно воспользоваться динамическим диапазоном ПРМ по блокированию, который  по  определению  равен

                                                                                                     (3.33)    

 

где   - уровень сигнала, соответствующий чувствительности ПРМ.

Для большинства ПРМ фиксированных служб  = 60. ..80 дБ /9/.

В случае, если известны два значения  для разных отстроек рабочей частоты ПРМ, то (3.32) позволяет составить систему из двух уравнений вида

                          .                        (3.34)

 

При известной полосе МВЦ можно решить эту систему уравнений относительно аЗН и n1. Решение в этом случае примет вид

 

                               ,                                            (3.35)

   где     ;      .

                       .                                            (3.36)

Таким образом, уравнения (3.35), (3.36) позволяют лишь по двум измерениям уровня блокирующей помехи ПРМ определить основные параметры, характеризующие нелинейную модель ПРМ.

 

3.3 Частотная модель радиоприёмника

 

На этапе частотной отбраковки помех при анализе ЭМС РЭС используется частотная модель ПРМ (ЧМП), представляющая собой массив граничных частот каналов приема и модели входной цепи на заданном уровне , представленных в табличной или графической форме. При этом нижняя и верхняя частоты ОК с учетом СК, а также ПК определяются с учетом предположения   симметрии   соответствующей   части   характеристики односигнальной  избирательности ПРМ

                       fнок= fRBoк/2; fвок= fR + Boк/2;

                       fнпк = fпк Bпк/2; fвпк = fпк+ Bпк/2.                                       (3.37)

Аналогичным образом определяются граничные частоты для частотной модели  входной  цепи  ПРМ

                   fнвц= fRBвц/2; fввц= fR + Bвц/2                                     (3.38)

Пример представления параметров ЧМП в табличной форме показан в таблице 3.1.

 

Таблица 3.1 - Параметры ЧМП

п/п

Тип  канала приема

Средняя частота канала

приема, кГц

Ширина полосы канала приема на уровне

*= -100 дБ,

кГц

Нижняя  граничная частота канала

приема, кГц

Верхняя граничная частота канала

приема, кГц

1

ОК с учетом СК

fR

Bок

fнок

fвок

2

ПК 1

fпк1

Bпк1

fнпк1

fвпк1

   :

                  :

          :

               :

           :

           :

N+1

ПКN

fпкN

BпкN

fнпкN

fвпкN

N+2

МВЦ

fR

Bвц

fнвц

fввц

 

4 Анализ взаимосвязи между антеннами РЭС

 

4.1 Модель системы взаимосвязанных антенн

 

Совокупность антенн РЭС, входящих в состав группировки РЭС, с учё­т      ом их взаимосвязи условно можно представить в виде многополюсника N, зажимами которого являются входные полюса каждой из антенн (рисунок 4.1.). При этом m антенн могут быть передающими, а l - приёмными. На рисунке 4.1 эти антенны условно расположены соответственно с левой и с правой стороны.

В общем случае в пространстве между антеннами могут находиться вторичные излучатели или металлические устройства, отражающие электромагнитные поля, создаваемые передающими антеннами. Учёт влияния этих факторов существенно усложняет решение задачи анализа взаимосвязи между антеннами. Поэтому приближенно производят оценку взаимосвязи между антеннами, полагая, что пространство между антеннами не содержит источников вторичных излучений, переотражающих объектов и является линейным и изотропным. Полученные результаты анализа можно рассматривать как средние значения, относительно которых могут располагаться истинные значения параметров с учётом вышеперечисленных факторов.

В соответствии с принятым допущением в дальнейшем будем полагать,      что многополюсник N является линейным, и может быть охарактеризован для установившегося гармонического режима матрицами сопротивлений [Z] или проводимости [Y], матрицей рассеяния [s] /5,6/. Поскольку в теории антенн наибольшее распространение получила матрица [Z] /6/, то ниже будем её использовать  для  нахождения  рабочих  параметров  многополюсника  N

                                                                                            (4.1)

где  - матрица-столбец комплексных амплитуд напряжений на входах  антенн;

         - матрица-столбец комплексных амплитуд входных токов антенн

Рисунок 4.1 - Совокупность антенн РЭС в виде многополюсника

 

Рисунок 4.2 - Модель анализа взаимосвязи между двумя антеннами

 

 - матрица сопротивлений системы взаимосвязанных  антенн.

Элементы матрицы [Z] определяются в режиме "холостого хода" на соответствующих зажимах

 -входное сопротивление i'-ой антенны при холостом ходе на зажимах других антенн; 

Ij=0 для всех j  i   

  - передаточное (взаимное) сопротивление между i-ой j-ой антеннами при холостом ходе на зажимах других антенн.

 Ij=0 для всех j  i.   

С учётом взаимности линейных цепей Zij = Zji .

В  соответствии  с  (4.1)  комплексная амплитуда напряжения на зажимах     i-ой антенны

                                 (4.2)

т.е. определяется не только током i-ой антенны, но и зависит от токов, протекающих в других антеннах. В уравнении (4.2) передаточные сопротивления Zij учитывают влияние других антенн на напряжение и соответственно параметры  i-ой антенны.

В соответствии с (4.2) напряжение на зажимах i-ой антенны можно представить в виде суммы напряжения, определяемого собственным током i-ой антенны (Uiсоб). и наведённого напряжения, обусловленного токами всех остальных антенн (Uiнав ).

Поскольку в задачах ЭМС РЭС часто влияние помех от разных РЭС анализируется в отдельности, воспользуемся для анализа взаимосвязи между двумя антеннами из совокупности антенн многополюсника N методом декомпози­ции.

Сущность этого метода заключается в рассмотрении по отдельности анализируемых пар антенн с учётом напряжений, наводимых только этими антеннами. При этом влияние других антенн не учитывается. Далее, используя принцип суперпозиции, может быть найдена комплексная амплитуда наведенного напряжения в i-ой антенне как сумма комплексных амплитуд напряжений, наводимых в ней каждой из антенн /уравнение (4.2)/.

На основании метода декомпозиции модель анализа взаимосвязи между i-ой и j-ой антеннами может быть представлена в виде линейного четырёхпо­люсника N' (рисунок 4.2)  с  матрицей

 

                                       ,

где   лишь    приближённо   можно  считать  ,  ,    поскольку в этой модели влияние других антенн не учитывается.

 

4.2 Коэффициент связи между антеннами

 

Предположим, что передающая антенна Aj  возбуждается от эквивалент­ного источника напряжения, а приёмная антенна Ai нагружена на сопротивле­ние нагрузки  Zнi  (рисунок 4.2).  Введём   в  рассмотрение  коэффициент  связи  между   i-ой и j-ой антеннами, под которым будем понимать коэффициент передачи по мощности  пассивного  четырёхполюсника,  показанного  на  рисунке 4.2

                          ,                                           (4.3)

  где     - средняя мощность, поступающая в антенну Aj;

            - средняя мощность в нагрузке антенны Ai;

            - коэффициент передачи четырёхполюсника N' по току;

           ZВХi  - входное сопротивление j-ой антенны с учётом влияния i-ой ан­тенны.

Из уравнений четырёхполюсника с использованием матрицы [Z], полагая  для  упрощения  j = 1; i = 2,

                                                                                     (4.4)

                                   

и, учтя граничное условие  , находим

                               ,                                                         (4.5)

 

                                                                                    (4.6)   

С учетом (4.5)  коэффициент связи между двумя антеннами

                                                   .                   (4.7)

Если  ввести  в  рассмотрение вещественные и  мнимые составляющие сопротивлений,  то из  (4.7)  получим

                          (4.8)   

 

где                   

         .                  (4.9)

 

Для расстояний между антеннами d>λ, где λ- длина волны, соответствующая частоте, на которой определяется коэффициент связи между антенна­ми, можно использовать приближенные равенства

                                              и .

Для этого случая и при вещественной нагрузке   уравнение (4.8) упро­щается и может быть непосредственно использовано для расчётов

                                                   

                                                           (4.10)

 

В случае, если имеется матрица проводимостей [Y] системы взаимосвя­занных антенн, коэффициент связи между двумя антеннами можно определить на основе выражений, дуальных уравнениям (4.7)÷(4.10)

 

                  

                                           ,                                         (4.11)

где Gij , Bij  - вещественная и мнимая составляющие комплексной проводимости Yij .

Таким образом, для расчёта коэффициента связи между двумя антеннами необходимо определить вещественные и мнимые составляющие элементов матриц [Z] или [Y] эквивалентного четырёхполюсника.

4.3 Определение матрицы сопротивлений системы из двух взаимосвязанных антенн

 

Рассмотрим простейшую систему, состоящую из двух антенн (рисунок 4.2). Возможны различные способы определения элементов матрицы [Z] такой системы в зависимости от величины отношения d/λ, где d- расстояние между электрическими центрами антенн; λ - длина волны, на которой определяется матрица [Z].

Условно эти способы можно разделить на две группы. Первая из них относится к дальней зоне, для которой /3/

                             или

где L- максимальный линейный размер антенны.

В этом случае взаимосвязь между антеннами относительно слабая и практически не сказывается на входном сопротивлении каждой антенны. При этом для анализа взаимосвязи между антеннами можно использовать те же характеристики и параметры антенн, которые применяют на рабочей частоте (характеристику направленности, коэффициент усиления и т.п.)

Ко второй группе следует отнести способы, относящиеся к промежу­точной и ближней зонам, для которых /1/

 или - промежуточная зона;

 или - ближняя зона.

В этих зонах структура электромагнитного поля, создаваемого передающей антенной, существенно отличается от случая дальней зоны. При этом более сильна взаимосвязь между антеннами, которая оказывает сущест­венное влияние не только на уровень наведённой ЭДС, но и на входное сопротивление каждой антенны.

Для каждой из групп рассмотрим сущность основных методов определения элементов матрицы [Z] системы из двух взаимосвязанных антенн.

 

4.3.1 Случай дальней зоны

Поскольку в этом случае взаимосвязь между антеннами слабая, то для диагональных элементов матрицы [Z] можно считать

                              или ,                                    (4.12)       

где,  входные сопротивления 1-ой и 2-ой антенн, определяемые для каждой антенны в отдельности (без учёта взаимосвязи между ними).

Недиагональные элементы матрицы [Z], непосредственно характеризу­ющие взаимосвязь между антеннами, могут быть определены на основе скалярного произведения характеристик направленности каждой из антенн /1/:

                                           (4.13)  

где G1 и G2 - коэффициенты усиления антенн А1 и А2 в направлении максимума излучения при длине волны λ;

         - характеристики направленности антенн А1 и А2 при длине волны λ;

        -волновые сопротивления фидеров, подключённых к антеннам А1 и А2;

         - волновое число.

Скалярное произведение  в (4.13) берётся для направления, соединяющего электрические центры антенн, и учитывает поляризационные свойства антенн.

При расположении проволочных или штыревых антенн в одной плос­кости можно использовать более простое выражение /2/

                                                          (4.14)

где - характеристики направленности антенн в плоскости, в которой они расположены;

       Θ1, Θ2 - углы, характеризующие расположение антенн относительно пря­мой, связывающей электрические центры антенн.

Если в качестве антенн используются симметричные вибраторы, расположенные в одной плоскости произвольным образом (рисунок 4.3), то с учётом характеристик направленности вибраторов из (4.14) имеем

      (4.15)

где  - полная длина вибраторов А1 и А2.

 

Рисунок 4.3 - Взаимное расположение вибраторов в одной плоскости

 

 

 

 

 

Рисунок 4.4 - Зависимости вещественной, мнимой составляющих и модуля передаточного сопротивления системы из двух параллельных полуволновых вибраторов от х

 

В случае параллельных одинаковых вибраторов 

                                    .                         (4.16)

В частном случае, когда на рассматриваемой частоте оба вибратора являются полуволновыми, т.е. , то из (4.16) имеем

                                                               (4.17)   

что соответствует максимальной связи между вибраторами.

Если ввести переменную  то вещественную, мнимую составляющие и модуль передаточного сопротивления двух полуволновых вибраторов из (4.17) можно представить в виде

                                  

 

                                                                                             (4.18)

Графики зависимости этих параметров от х приведены на рисунке 4.4. Как следует из рисунка 4.4, зависимости R12(x) и Х12(х) носят убывающий и осциллирующий характер. При этом R12 = 0 при х = 0,5; 1; 1,5; 2 и т.д.; Х12 = 0 при х = 0,25; 0,75; 1,25 и т.д. Модуль передаточного сопротивления с ростом х убывает по гиперболическому закону.

Следует отметить, что полученные результаты соответствуют дальней зоне, поэтому рекомендуется их использовать при х ≥1,5.

Приведённый пример показывает возможность использования характеристик направленности антенн для анализа взаимосвязи между ними. Однако для сложных типов антенн определение характеристики направленности, коэффициентов усиления для частот, сильно отличающихся от рабочих, представляет собой довольно сложную задачу, что ограничивает возможности рассматриваемого способа. Применительно к судовым условиям такой способ может быть использован для анализа взаимосвязи между антеннами в диапазонах метровых и дециметровых радиоволн.

 

4.3.2 Случай промежуточной и ближней зоны

Для анализа взаимосвязи между проволочными антеннами, расположен­ными в промежуточной и ближней зонах, применяют различные методы. К ним относятся метод интегральных уравнений Галлена, метод наведённых ЭДС, метод моментов, матричный метод моментов (метод Харингтона)[6-9]. Наибольшую известность и распространение получил метод наведённых (наводимых) ЭДС.

Согласно этому методу полная мощность, потребляемая электрическим вибратором от возбуждающего источника или поглощаемая в нагрузке, определяется интегрированием по длине вибратора произведения тока вибратора на наводимую ЭДС, т.е. продольную (касательную) составляющую вектора напряжённости электрического поля на боковой поверхности плеч вибратора /1/.

При этом предполагается синусоидальный закон распределения тока вдоль каждого из взаимосвязанных вибраторов

                                                                (4.19)

где z1,2- текущая координата вдоль 1-го или 2-го вибраторов;

       - длина 1-го или 2-го вибраторов;

      I1,2 - комплексные амплитуды токов на входных зажимах 1-го или 2-го вибраторов.

В соответствии с методом наведённых ЭДС для 1-го вибратора комплексная мощность

                                             (4.20)

где  - продольная (касательная) составляющая вектора напряжённости электрического поля на поверхности 1-го вибратора;

                  * - составляющая вектора напряжённости электрического поля, наводимая током 1-го вибратора;

                   - составляющая вектора напряжённости электрического поля, наводимая током 2-го вибратора.

Аналогичным образом можно определить комплексную мощность 2-го вибратора

                                     (4.21)

где  - продольная (касательная) составляющая вектора напряжён­ности электрического поля на поверхности 2-го вибратора;

         - составляющая вектора напряжённости электрического поля, наводимая током 1-го вибратора;

         - составляющая вектора напряжённости электрического поля, наводимая током 2-го вибратора.

Если выразить комплексную мощность, преобразуемую каждым вибра­тором, через комплексные амплитуды токов и напряжений на входных зажимах вибраторов, используя уравнение (4.4), то получим

 

                                                            (4.22)            

 

                                                          (4.23)               

 

Приравнивая правые части уравнений (4.20) и (4.22), а также (4.21) и (4.23), полу­чим выражения для расчёта элементов матрицы [Z] системы из двух взаимосвязанных вибраторов

                          

                                  (4.24)

В соответствии с (4.24) расчёт элементов матрицы [Z] может быть выпол­нен при заданном распределении токов вида (4.19) и известном распределении продольных (касательных) составляющих векторов напряжённости электрического поля. Характер последнего распределения зависит от взаимного расположения вибраторов. Так, при распределении тока вида (4.19) продольная (касательная) составляющая вектора напряжённости электрического поля вибратора длиной  находится из выражения /1/

                     ,                       (4.25)

где  - расстояние от верхнего конца вибратора до точки наблюдения М;

- расстояние от нижнего конца вибратора до точки наблюдения М;

        - расстояние от центра вибратора до точки М;

ρ - минимальное расстояние между осью Z, расположенной вдоль вибратора, до точки М;

W - волновое сопротивление пространства (для свободного пространства W=120π);

I - комплексная амплитуда тока на входных зажимах вибратора.

Решение интегралов вида (4.24) в аналитической форме представляет собой достаточно сложную задачу. Получены лишь частные решения. Так, в [7] приводятся выражения для вещественной и мнимой составляющих собственных сопротивлений вибраторов:

                  (4.26)

            (4.27)

 

где i = 1 или 2; Е = 0,5772… - постоянная Эйлера;

      - функция интегрального синуса;

           - функция интегрального косинуса;

            ai - радиус провода i-го вибратора.

Формула (4.26) для расчёта Rii совпадает с формулой расчёта сопротив­ления излучения одиночного симметричного вибратора, полученной методом вектора Пойтинга /1/.

Для полуволновых вибраторов 2li = λ/2 и при аi → 0 из (4.26) и (4.27) следует

                                               Zii = (73,1+j42,5) Ом.

Выражения (4.26) и (4.27) являются приближенными, поскольку при их выводе касательная составляющая вектора напряжённости электрического поля, наводимого другим вибратором, считалась пренебрежимо малой, т.е. влиянием одного вибратора на входное сопротивление другого вибратора пренебрегалось. По этой причине Rii и Хii не зависят от х = d /λ.

При расчёте передаточных (взаимных) сопротивлений методом наведён­ных ЭДС взаимное влияние вибраторов друг на друга учитывается в обяза­тельном порядке. Наибольший интерес для практического использования представляют результаты работы [8], где приводятся аналитические выраже­ния для Z12 = Z21 при различной геометрии взаимного расположения как сим­метричных, так и несимметричных вибраторов.

Так, для случая параллельных не смещённых по вертикали симметрич­ных вибраторов разной длины получено /8/:

                         (4.28)

где   

  

 

 

 

        ;

        ;

          ;

          ;                .

Выражение для Х12 можно получить из уравнения (4.28) путём замены функции Si на Ci и Ci на Si.

Для частного случая, когда вибраторы одинаковы (l1= l2 = l), из (4.28) следует

     ;

     .                        (4.29)

Для двух полуволновых вибраторов  из (4.29) имеем

    ;

    ,                   (4.30)

где .

Полученные выражения отличаются от аналогичных уравнений (4.18), полученных в п.4.2.1 для случая дальней зоны.

Зависимости R12, X12, а также  от х, рассчитанные в соответствии с (4.30), приведены на рисунке 4.5.

Они также имеют осциллирующий и убывающий характер, но при х< 1,5 существенно отличаются от аналогичных зависимостей, полученных для дальней зоны (рисунок 4.4). Так, при x = 0 значение передаточного сопротивления стре­мится к значению входного сопротивления одиночного полуволнового вибратора

                             Ом и Ом.

В соответствии же с (4.18) имели при х = 0, R12 = |Z12| = ∞.

Кроме того, при х<1,5 из рисунка 4.5 следует, что значения х, при которых R12, X12 равны нулю, также отличаются от соответствующих значений х на рисунке 4.4. Отличаются значения и положения экстремумов функций R12(х) и X12(х). При x≥1,5 результаты расчётов по формулам (4.30) и (4.18) практически совпадают.

Таким образом, из сравнения рисунков 4.5 и 4.4 можно сделать вывод о целесо­образности использования формул расчёта передаточного сопротивления, полученных методом наведённых ЭДС для х< 1,5.

Для оценки взаимного влияния штыревых судовых антенн представляет интерес формула расчёта передаточного сопротивления системы из двух несим­метричных параллельных смещённых вибраторов (рисунок 4.6), полученная в [8]:

  ,           (4.31)

где     

 

 

 

        ;

        ;

          ;

          ;                .

В соответствии с (4.31) вещественная и мнимая составляющие передаточных сопротивлений

   ;

   .          (4.32)

Для удобства расчётов значений функций интегрального синуса и коси­нуса можно воспользоваться разложением этих функций в ряды [7]:

      (4.33)     (4.34)

где Е = 0,5772… - постоянная Эйлера.

К достоинствам рассмотренного метода наведённых ЭДС следует отнести возможность использования относительно простых аналитических формул при выполнении расчётов с применением микрокалькулятора и достаточную для инженерных расчётов точность определения R12, X12. К недостаткам метода относится невысокая точность расчётов значений R11, X11 (соответственно R22, X22), поскольку в этом методе не учитывается влияние второй антенны на входное (собственное) сопротивление первой антенны и наоборот. При этом погреш­ность расчётов достигает 20% и более при сравнении результатов расчётов эле­ментов матрицы [Z] для двух параллельных полуволновых вибраторов, полу­ченных методом наведённых ЭДС и на основе более точного и сложного мето­да интегральных уравнений Галлена /1/.

 

 

Рисунок 4.5 - Зависимости вещественной, мнимой составляющих и модуля передаточного сопротивления системы из двух параллельных полуволновых вибраторов, полученных методом наведённых ЭДС, от х

 

Рисунок 4.6 - Размещение двух параллельных несимметричных вибраторов со смещением

 

 

Возможно применение и других методов расчёта элементов матрицы [Z], более приспособленных для ЭВМ. К этим методам, в первую очередь, отно­сится матричный метод моментов (или метод Харрингтона) /9/. В связи с ограниченностью объёма в данном учебном пособии он не рассматривается. Кро­ме того, для практического использования этого метода требуется специальное программное обеспечение.

4.4 Пример расчёта коэффициента связи между судовыми антеннами

 

Поставим задачу следующим образом. Требуется рассчитать на заданной частоте 6,25 МГц коэффициент связи между двумя штыревыми антеннами, установленными на расстоянии 8 м без смещения по вертикали. Причём передающая антенна имеет высоту 11 м, а приёмная – 6 м и нагружена на сопротивление нагрузки 750 м.

Итак, рассматриваемые антенны относятся к несимметричным вибратор­ным антеннам. Геометрия их размещения соответствует рисунку 4.6 при η = 0, l1 = 11м,    l2 =6м, d=8м.      

Расчёт будем проводить по вышерассмотренной методике с точностью до трёх значащих цифр после запятой.

Вначале оценим, в какой зоне электромагнитного поля первой антенны находится вторая антенна. Для этого определим длину волны, соответствующую заданной частоте

                               

Определим относительные величины

                                  

Воспользуемся соотношением для ближней зоны

               

Условие выполняется. Следовательно, антенны по отношению друг к другу находятся в ближней зоне, и необходимо использовать соответствующие расчётные формулы для определения значений элементов матрицы [Z], которые были рассмотрены в п. 4.3.2.

В начале определим собственные сопротивления антенн. Для этого с учетом связи между параметрами симметричных и несимметричных вибраторов на основе метода зеркальных отображений /6/ определим значения вещественной и мнимой составляющих первой антенны на основе выражений (4.26) и (4.27)

 

        

 

 

где

      

            

             

         

                

E = 0,577 – постоянная Эйлера;

а1= 0,01 м – радиус 1-ой антенны (задаём).

Аналогичным образом рассчитываем значения вещественной и мнимой составляющих собственного сопротивления второй антенны

        

     

 

где

      

            

             

         

                

E = 0,577 – постоянная Эйлера;

а2= 0,01 м – радиус 2-ой антенны (задаём).

Далее, используя формулу (4.28), рассчитываем вещественную и мнимую составляющие передаточного (взаимного) сопротивления двух несмещённых несимметричных вибраторных антенн

 

              

 

               

 

где    

 

 

  

          

          

           

          

       

       

       

       

           

 

Для расчёта коэффициента связи между антеннами воспользуемся формулой (4.8), учитывая условия взаимности: R12 = R21, X12 = X21.

                       

 

где =750м; =0 (исходные данные),  определяется из формулы (4.9)

            

Оценим величину коэффициента связи в децибельной форме

        

Для расчётов значений функций интегрального синуса и косинуса, а так­же элементов матрицы [Z] и коэффициента связи между антеннами целесооб­разно использовать пакет прикладных программ MathCAD [10]. Значения функций интегрального синуса и косинуса можно найти и в справочной лите­ратуре, например в [11].

 

5 Анализ ЭМС в группировке РЭС

 

5.1     Алгоритм  анализа  ЭМС  РЭС  в "дуэльной" ситуации

 

Рассмотрим более подробно алгоритм анализа ЭМС в паре ПРМi, - ПРДj, выделенный в виде отдельного блока на рисунке 1.3. В укрупнённом виде этот алгоритм представлен на рисунке 5.1. Первым  этапом  в нём выступает частотная отбраковка помех (ЧОП-1), предназначенная для выявления каналов проникновения помех (КПП) от ПРДj  в ПРМi. Если в результате ЧОП-1 окажется, что такие  каналы  отсутствуют, то делается вывод, что  ПРДj не является мешающим и по энергетическому критерию обеспечивается ЭМС ПРМi, с ПРДj. В противном случае далее  производится энергетическая оценка  помех (ЭОП). ЭОП предполагает расчёт средней мощности помехи в тракте ПЧ ПРМi,   приведённой ко входу ПРМi, как по каждому КПП, так и по всем каналам. При этом используется спектральный подход с учётом частотной зависимости спек­тра соответствующего излучения ПРДj  и  канала  приёма  ПРМi.

Энергетический критерий ЭМС (1.1) или (1.2), обозначенный на рисунке 5.1 как ЭМС1, при ЭОП применяется как для каждого KПП  с целью выявления наиболее опасных КПП, так и по всем КПП, что даёт возможность определить, является ли ПРДj мешающим для ПРМi  и какова степень его мешающего влияния. Степень мешающего влияния помех по к-му КПП или от ПРДj  в целом может быть определена для ПРМi  по величине

,                                     (5.1)

соответствующей применению критерия ЭМС (1.1). Под  в (5.1) понимается средняя мощность помехи по к-му КПП или в целом от ПРД j , приведённая ко входу ПРМ i. Очевидно, что КПП, а также ПРД, для которых величина  максимальна, оказывают наибольшее мешающее влияние на работу ПРМ.

Следующим этапом анализа "дуэльной " ситуации является оценка эф­фекта блокирования (ОЭБ), предполагающая расчёт коэффициента блокиро­вания KБЛij , обусловленного действием излучений ПРД j . Для этого вначале предполагается выполнение частотной отбраковки помех (ЧОП-2), создаваемых излучениями ПРДj. При этом осуществляется отбор только тех излучений ПРДj, которые попадают в полосу пропускания входной цепи ПРМi, определя­емую на заданном уровне , дБ.  Далее рассчитываются коэффициенты связи между антеннами Аi, и Аj на средних частотах этих излучений и производится оценка уровней наведённых ЭДС на входе ПРМi, и далее расчёт коэффициента блокирования KБЛij. Под ЭМС2 на рисунке 5.1 понимается применение критерия блокирования (1.3) с целью выявления степени опасности ПРДj  с точки зрения эффекта блокирования ПРМi ,  которая может быть оценена непосредственно по величине KБЛij  или  по  разности

     D KБЛij = KБЛij - KБЛiдоп .                                                   (5.2)

Если D KБлij ≤ 0, то излучения ПРДj  при отдельном воздействии на ПРМi, не оказывают эффекта блокирования в ПРМi. Чем больше величина D KБЛij>0, тем большее  мешающее влияние оказывает ПРДj.

В заключение анализа ЭМС в "дуэльной" ситуации могут быть сделаны выводы  о  мешающем  влиянии ПРДj  на  работу ПРМi , о совместимости  в паре ПРДj –ПPMi.

 

5.2 Частотная отбраковка помех при выявлении каналов проникновения помех (ЧОП-1)

 

ЧОП-1 в алгоритме, представленном на рисунке 5.1, решает следующие задачи:

- выявление  каналов  проникновения  помех  от  ПРДj в ПРМi;

- идентификацию КПП, т.е. определение типов излучений ПРД j  и  каналов приема ПPMi, создающих КПП;

- определение граничных и средних частот КПП.

               Рисунок 5.1 - Алгоритм анализа ЭМС в "дуэльной" ситуации

 

При выполнении ЧОП-1 используются частотные модели излучений ПРДj и приема ПРМi  рассмотренные в п.2.4 и 3.3. Для наглядности представим эти модели в графической форме (рисунок 5.2).

Если имеются общие области частот, в которых располагаются излучения ПРДj  и каналы приема ПРМi, то, следовательно, имеются КПП в ПРМi. При этом считается, что ПРДj, является мешающим (рисунок 5.2 в). Если КПП отсутствуют, то ПРДj не считается мешающим, и по энергетическому критерию (1.1) /или (1.2)/ ЭМС ПРМi  с ПРДj, обеспечивается.

В случае наличия КПП определяется тип каждого КПП как один из част­ных возможных вариантов:

ОО - "основной-основной", когда основное излучение ПРДj, с учётом ВИ попадает в основной или соседние каналы приема ПРМi;

ПО - "побочный - основной", когда побочное излучение ПРДj попадает в основной или соседние каналы приема ПРМi;

ОП - "основной - побочный", когда основное излучение ПРДj с учетом ВИ попадает в побочный канал приема ПРМi;

ПП - "побочный - побочный", когда побочное излучение ПРДj  попадает в побочный канал приема ПРМi .

Идентификация КПП на начальном этапе анализа ЭМС РЭС позволяет приближенно оценить степень мешающего влияния ПРДj на ПРМi. При одина­ковой ширине КПП степень опасности КПП соответствует последовательности их расположения в вышеприведенных определениях, т.е. наиболее опасным считается КПП типа 00, наименее опасным - типа ПП. Степень влияния помех по каждому КПП может быть оценена только при энергетической оценке по­мех, поскольку ширина каналов может быть различной, различны и значения коэффициентов связи между антеннами в каждом из КПП.

Определение граничных частот КПП (fHк, fВк) осуществляется по значениям граничных частот моделей соответствующих излучений ПРДj и приема ПРМi, образующих  эти  каналы. Например, в соответствии с рисунком 5.2,

для 1-го КПП:          fHк1 = fHj; fВк = fBпк1;

для 2-го КПП:          fHк2 = fHi; fВк = fBj

и так далее.

Средние частоты КПП находятся из уравнения fСРк = ½( fHк  + fВк ) и используются для оценки на этих частотах значений коэффициентов связи между антеннами Аj и Аi, при энергетической оценке помех.

 

5.3 Энергетическая оценка помех

 

В задачу энергетической оценки помех (ЭОП) при анализе “дуэльной” ситуации в паре ПРДi – ПРДj  входит расчет средней мощности помех по каждому КПП (РПijk) и по всем КПП, т.е. от  ПРДj  в целом (РПijk). Алгоритм ЭОП представлен на рисунке 5.3. В соответствии с ним вначале производится расчет средней мощности PПjiк по к-ому КПП. При этом используется спектральный метод анализа для определения спектральной плотности мощности помехи в к-ом КПП.

,                                                          (5.3)

где Wj(f) - спектр излучения ПРДj , Вт/Гц;

       - коэффициент связи между антеннами Аj  и, Аi  с  учетом  потерь  в фидерах;

       Si(f) - нормированная характеристика односигнальной частотной избирательности ПPMi.

А - частотная модель излучений ПРДj;

Б - частотная модель приема ПРМi;

В - каналы проникновения помех

Рисунок 5.2 - К пояснению ЧОП-1

 

Для расчетов удобно использовать децибельную форму записи урав­нения (5.3).

                                     ,                                 (5.4)

где , выражены в дБВт/Гц, a ,   в дБ.

С учетом (2.7) спектр излучения ПРДj

где  - нормированный спектр излучения ПРДj;

       -  максимальное  значение  спектральной  плотности  мощности излучения ПРДj определяемое в соответствии с (2.1).

 

Рисунок 5.3 - Алгоритм энергетической оценки помех

При  расчетах по формулам (5.1) и (5.4) в к-ом КПП необходимо использовать выражения для Wj(f), соответствующие излучению ПРДj, попадающему в к-й КПП, а также Si(f) по каналу приема, образующему к-й КПП.

Средняя  мощность  помехи  в  к-ом КПП  определяется  как

,                                               (5.5)

где  интегрирование  осуществляется  в  пределах  ширины  к-го  КПП.

Для приближенного вычисления интеграла в (5.5) предлагается исполь­зовать численный метод прямоугольников, при котором

              ,                            (5.6)

где f - дискретное  значение  частоты  в  к-ом КПП, взятое с  шагом  Δf;

       m - число значений частот f, на которых производится расчет спектраль­ной плотности мощности помехи в к-ом КПП в соответствии с (5.3) (обычно выбирают m≤ 10).

Если расчет WПji(f) осуществляется в децибельной форме по уравне­нию (5.4), то на каждой частоте f необходимо осуществить перевод значения этой функции в обычную форму с использованием выражения

                              .                                               (5.7)

С целью упрощения расчетов и экономии машинного времени считается, что в пределах к-го КПП , поскольку, как правило, ширина КПП составляет единицы кГц. При переходе к анализу другого КПП частот­ная зависимость   учитывается изменением fср.к. Поэтому в алгоритме ЭОП (рисунок 5.3) расчет  предшествует  расчету WПji(f).

Выполнение ЭОП поясняется на рисунке 5.4, на котором в к-м КПП изобра­жены частотные зависимости характеристик, входящих в уравнение (5.3) с уче­том принятых допущений (рисунок 5.4), а также частотная зависимость WПji(f) с изображением площади прямоугольников, приближенно определяющей среднюю мощность помехи в к-м КПП() (рисунок 5.4б).

После расчета  предполагается использование энергетического кри­терия ЭМС (ЭМС1 на рисунке 5.1) с целью выявления степени опасности к-го КПП.

Если рассчитаны средние мощности помех по всем возможным КПП, то расчет средней  мощности  помехи  в ПРМi  от ПРДj  производится  по  формуле

                                            ,                                                              (5.8)

где  осуществляется  суммирование средних мощностей помех по всем КПП в ПРМi от ПРДj. При использовании (5.8) считается, что помехи в разных КПП ПРМi  некоррелированы, что  также  можно  отнести  к  принятым  допущениям.

а - частотные зависимости энергетического спектра излучения ПРДj, коэффициента связи между антеннами Аi и Аj с учётом фидеров и односигнальной частотной

избирательно­сти ПРМ, в к-ом КПП; б - частотная зависимость спектральной плотности мощности помехи в к-ом КПП

Рисунок 5.4 - К пояснению Э.ОП

 

5.4 Оценка эффекта блокирования в «дуэльной» ситуации

 

Основная задача ОЭБ заключается в определении, является ли ПРДj мешающим для ПРМi с точки зрения эффекта блокирования. Алгоритм ОЭБ приведен на рисунке 5.5. Анализ начинается с ЧОП-2, которая предполагает определение, какие излучения ПРДj попадают в полосу пропускания МВЦ нелинейной модели ПРМiвц). Этот параметр использовался и для определения параметров частотной модели ПРМi (п. 3.3). При выполнении ОЭБ все излучения ПРДj рассматриваются как квазигармонические излучения с частотами, соответствующими средним частотам излучений на гармониках fИjп=nfОТj, где n = 1, 2, 3..., или субгармониках  . Выполнение ЧОП-2 поясняет рисунок 5.6, на котором условно изображен спектр излучения ПРДj с квазигармоническими  моделями  основного  и  побочных  излучений (рисунок 5.6 а), а также частотная мо­дель приема МВЦ ПРМi . Если окажется, что имеются излучения ПРДj, попа­дающие в полосу МВЦ ПРМi (на рисунке 5.6 - основное излучение и 2-ая гармони­ка), то далее необходимо произвести расчет коэффициента блокирования КБЛij. В противном случае считается, что ПРДj не вызывает  эффекта  блокирования  в  ПРМi  и  расчет  КБЛij не  производится.

Оценка коэффициента блокирования КБЛij выполняется в следующей последовательности. Вначале  рассчитывается коэффициент связи между антеннами  Аi и Aj  КCbij   на  средних  частотах излучений, попадающих  в  полосу МВЦ ПРМi (обозначим их как fПq) в соответствии с разделом 4. Далее производится оценка уровней наведенных ЭДС на входе ПРМi, обусловленных каждым  излу­чением  ПРДj, попадающим  в  полосу  МВЦ  ПРМi:

          ,                                                (5.9)

где  - средняя мощность помехи, создаваемой на входе ПРМi q-тым  излучением ПРДj , попадающим  в  полосу МВЦ ПРМi;

        Рjq  - средняя мощность q-ro излучения ПРДj , попадающего в полосу МВЦ ПРМi;

        - входное сопротивление ПРМi .

В случае основного излучения ПРДj Pjq равна пиковой средней мощно­сти ПРД j (Pj). Для побочного излучения

                                              .

С  учетом передаточных свойств входной цепи ПРМi наведенная ЭДС на где  - относительный уровень qo побочного излучения ПРД j, дБ.

На входе БНУ нелинейной модели ПРМi, обусловленная q-ым излучением ПРДj,

                                                                (5.10)

где    - относительная расстройка q-гo излучения ПРДj, попадающего  в  полосу  МВЦ  ПРМi;

              - абсолютная расстройка q-гo излучения ПРДj (рисунок 5.6б).                                                      

Рисунок 5.5 - Алгоритм ОЭБ в «дуэльной» ситуации

 

а - квазигармоническая модель излучения прдj;

б - частотная модель приема для МВЦ ПРМ

Рисунок  5.6 - К пояснению ЧОП-2

 

Если в полосу МВЦ ПРМi попадает Q излучений ПРДj, то определяется напряжение  эквивалентной  суммарной  помехи  на  входе  БНУ

                                                               (5.11)

в  предположении  некоррелированности  помех на входе ПРМi, создаваемых разными излучениями ПРДj .

Оценка  коэффициента блокирования  производится  в  соответствии  c (3.31)

  ,                                             (5.12)

где a3Hi  -  параметр нелинейности ПРМi, определяемый в соответствии с п.3.2.

Если КБЛij < КБЛдоп, то считается, что ЭМС IIPMi по блокированию обеспечивается.

В   противном   случае   БЛij < КБЛдоп)  ЭМС  ПРМi   по   блокированию  не обеспечивается  и целесообразно оценить, какие из излучений ПРДj в наибольшей степени вызывают эффект блокирования. Для этого в соответствии с (5.11) и  (5.12)  коэффициент  блокирования  КБЛij   можно  представить  в   виде  суммы составляющих, обусловленных каждым из излучений ПРДj, попадающих в полосу  МВЦ  ПРМi:

 

                              ,                                                       (5.13)

где   - коэффициент блокирования ПРМi, обусловленный q-ым излучением ПРДj.

Очевидно, что согласно (5.13) наибольшее блокирующее влияние             будут  оказывать  те  излучения ПРДj , которые обуславливают   наибольшие значения  КБЛij   и   .

 

5.5 Анализ ЭМС приёмника при интегральном воздействии помех от  всех мешающих передатчиков

 

 На последнем этапе анализа ЭМС ПРМi  осуществляется интегральная оценка ЭМС ПРМi при воздействии мешающих излучений от всех ПРДj группировки РЭС (рисунок 1.3). Этот анализ выполняется в предположении некоррелированности  помех, создаваемых  в  ПРМi  этими  излучениями.

Структура предлагаемого алгоритма интегральной оценки ЭМС ПРМi приведена на рисунке 5.7. Вначале осуществляется расчет средней мощности помех в тракте ПЧ ПРМi путем суммирования средних мощностей помех в ПРМi, создаваемых всеми мешающими ПРДj

.                                                            (5.14)

Уравнение (5.14) учитывает  лишь  среднюю  мощность  помех, проникающих в каналы приема линейной модели ПРМ. Применение энергетического критерия  к  PПi, позволяет оценить степень влияния этих помех на ЭМС ПРМi.

При одновременном воздействии излучений от нескольких ПРДj на ПPMi возможно возникновение интермодуляционных составляющих (ИМС), обусловленных нелинейным эффектом интермодуляции в первом каскаде УРЧ ПРМi. Поэтому следующий этап интегральной оценки ЭМС ПРМ, предполага­ет  расчет средней мощности интермодуляционных помех, проникающих в тракт ПЧ  ПPMi  по основному  или  побочным  каналам  приема.             

Анализ эффекта интермодуляции в ПРМi (рисунок 5.8) целесообразно на­чинать с ЧОП-3, основной целью которой является определение частот интермодуляционных составляющих, попадающих в полосы основного или побоч­ных каналов ЧМП ПРМi . Выполнение ЧОП-3 поясняет рисунок 5.9. Вначале с использованием частотной модели приема для МВЦ ПРМi (рисунок 5.9в) устанавливается, попадают ли излучения ПРД группировки РЭС в полосу пропускания входной цепи ПРМi. На этом этапе выполнения ЧОП-3 можно воспользоваться результатами ЧОП-2, выполнявшейся при анализе эффекта блокирования в "дуэльной"  ситуации   для   каждого ПРДj с рассматриваемым ПРМi. На рисунке 5.9 в качестве  примера рассматриваются излучения лишь двух ПРД (рисунки 5.9а и 5.9б).

В случае, если имеется два и более излучений, попадающих в полосу пропускания входной цепи ПРМi, то вводим обозначения частот этих излучений (fП1 ,fП2 на рисунке 5.9в) последовательно по оси частот вне зависимости от того какой ПРД их создает. Далее с использованием известной формулы определяет средние частоты возможных ИМС.

                                 ,                                            (5.15)

где  - средняя частота qo излучения, попадающего в полосу пропускания входной цепи ПРМ;

        N - общее число излучений, попадающих в полосу пропускания входной цепи ПРМi ;

        pq - целое число.

При  этом  порядок  ИМС  определяется  как

                                             .                                                 (5.16)

     Обычно  при  анализе  ограничивают  величину  К для  учитываемых  ИМС К≤Кmax.

В настоящей работе с учетом особенностей, введенной в разделе 3 нелинейной модели ПРМ, нелинейные свойства которой описываются усеченным полиномом третьей степени (3.26), анализ ИМС ограничен лишь К=3. Этому случаю соответствуют наиболее опасные ИМС с частотами        2fП1± fП2,

2fП2± fП1,  fП3± fП2±fП1   и т.п., для которых.

Такое ограничение существенно упрощает анализ эффекта интермодуля­ции в ПРМ и при этом позволяет учесть наиболее опасные ИМС.

После нахождения частот ИМС (рисунок 5.9г) определяем, попадают ли эти частоты в полосы основного и побочных каналов приема линейной модели ПРМi. Для этого используется ЧМП ПРМi /п. 3.3/.  Если окажется, что частоты возможных ИМС не попадают в полосы основного и побочных каналов приема ПРМi, то можно считать, что ПРД не вызывают интермодуляционные помехи в ПРМi  и, следовательно, нет необходимости в оценке средней мощности ИМС (РИМСi) /рисунок 5.8/. В этом случае можно считать, что ПРД не вызывают интермодуляционные помехи в ПРМi, и окончательную оценку ЭМС ПРМi, по энергетическому критерию можно производить на основе средней мощности РПi, определяемой (5.14).

Рисунок 5.7 - Алгоритм интегральной оценки ЭМС ПРМi

 

Рисунок 5.8 - Алгоритм анализа эффекта интермодуляции в ПРМ

а)

 

 

 

 

 

 

б)

 

 

 

 

 

 

в)

 

 

 

 

 

г)

 

 

 

 

 

 

 

д)

 

а и б - квазигармонические модели излучений прд1 и ПРД2;

в - частотная модель приема для МВЦ прмi;

г - спектр помехи на выходе БНУ НМ ПРМ, с учетом ИМС 3-го порядка;

д - частотная модель приема ПРМ

Рисунок 5.9 - К пояснению ЧОП-3

 

В случае, если частоты отдельных ИМС попадают в полосы основного или побочных каналов приема ПРМi, то это означает, что интермодуляционные помехи попадут на выход ПРМi, и создадут приращение средней мощности

помехи на величину РИМСi. При этом вначале необходимо установить, какие конкретно излучения ПРД, попадающие в полосу пропускания входной цепи, обуславливают создание этих ИМС.

  Далее, согласно рисунку 5.8, следует  рассчитать  амплитуды  опасных  ИМС.

В /4/ предложено использовать универсальную формулу для прибли­женной оценки амплитуды ИМС К-го порядка в УРЧ ПРМ

                                 ,                                      (5.17)

где  - амплитуда помехи на входе БНУ с номером ℓ, создающая рассматриваемую ИМС;

        р - числовой коэффициент, стоящий в уравнении (5.15) перед частотой fp помехи с номером ℓ;

         L - число помех, создающих рассматриваемую ИМС;

         aK - полиномиальный коэффициент к-го порядка в полиноме, описы­вающем проходную характеристику БНУ в нелинейной модели ПРМi;

         АK - весовой коэффициент, значение которого определяется по формуле

                                         .                                               (5.18)

Например, если необходимо определить амплитуду ИМС 3-го порядка с частотой fИМС = 2fП1± fП2 ; (к=3; ℓ=1,2; L=2; |p1|=2; |p2|=l), то согласно (5.17)

,

 где  в  соответствии  с  (5.18)

.

Для ИМС 3-его порядка с частотой fИМС = fП3±fП2±fП1   (к=3; ℓ=1,2, 3;

L=3;|P1|=|P2|=|P3|=1).

,

где  .

При   определении   амплитуд   помех  ,  создаваемых   излучениями  ПРД на входе БНУ (выходе МВЦ) /рисунок 3.8/ с учетом взаимосвязи между антеннами ПРД и ПРМi и избирательных свойств входной цепи ПРМi, можно воспользоваться результатами анализа эффекта блокирования в "дуэльной" ситуации. Для этого необходимо использовать результаты расчетов по формулам (5.10) и (5.9) для тех помех, которые в БНУ создают рассматриваемую ИМС. Следует заметить, что в уравнениях (5.9) и (5.10) используются действующие значения напряжений помех. Поэтому необходимо их увеличить в  раз, что­бы воспользоваться формулой (5.17).

Далее оцениваем амплитуды ИМС на выходе тракта ПЧ ПРМi. Для этого учитываем  избирательные  свойства  того  канала приема ПРМi, в который попадает рассматриваемая ИМС.

                                                                                (5.19)

где  - абсолютное значение характеристики относительной частотной избирательности  ПРМi  по соответствующему каналу;

         - абсолютная расстройка частоты ИМС относительно средней частоты канала приема (fk).

Если известно значение характеристики односигнальной избирательности      в дБ //, то  перевод  его  в  разы  осуществляется  по  известной  формуле

                                                  .                                           (5.20)

Последним этапом анализа эффекта интермодуляции в ПРМi выступает расчет средних мощностей, приведенных ко входу ПРМi, всех ИМС, проникающих  на  выход  ПРМi.

                                               ,                                   (5.21)

где  - входное сопротивление ПРМi.

Если  на  выход ПРМi  проникает несколько, например, Q ИМС, то далее рассчитывается суммарная мощность ИМС в предположении некоррелированности отдельных ИМС

                                               .                                           (5.22)

Для оценки интенсивности ИМС и вклада их в суммарную мощность помех целесообразно в соответствии с алгоритмом интегральной оценки ЭМС  ПРМi (рисунок 5.7) сравнить  с  (т.е.  применить энергетический критерий ЭМС1).

Суммарная мощность помех в тракте ПЧ  ПРМi, приведенная ко входу    ПРМi, определяется как сумма мощностей помех, проникающих непосредственно в каналы приема ПРМi , и  суммарной  мощности  ИМС

                                               .                                   (5.23)

Таким образом, эффект интермодуляции в предложенном алгоритме оценивается приращением средней мощности помех на выходе тракта ПЧ ПРМi. Итоговая оценка ЭМС по энергетическому критерию ЭМС1 осуществляется применительно к   /рисунок 5.7/.

Заключительным этапом анализа ЭМС ПРМi при интегральном воз­действии помех от всех мешающих ПРД является интегральная оценка эффекта блокирования (рисунок 5.7). В задачу такой оценки входит расчет коэффициента блокирования ПРМi при одновременном воздействии всех мешающих излучений ПРД, проникших  через  ВЦ  ПРМi. При  этом  можно ввести в рассмотрение напряжение эквивалентной помехи на входе БНУ (выходе МВЦ) нелинейной модели ПРМi

                        ,                                          (5.24)

где  - напряжение эквивалентной помехи, создаваемой излучением ПРД.

При определении значений , входящих в (5.24), следует воспользо­ваться результатами оценки эффекта блокирования в "дуэльной" ситуации для каждой  пары  ПРМi - ПРДj   (5.11).

Интегральное значение коэффициента блокирования ПРМi будет определяться аналогично уравнению (5.12)

.                                                      (5.25)

Учитывая характер формул (5.25) и (5.12), для расчета коэффициента блокирования  ПРМi  можно  использовать  следующее  выражение

                               ,                                                      (5.26)

где под знак суммы входят парциональные коэффициенты блокирования ПРМi, определенные для "дуэльной" ситуации в паре ПРМi – ПРДj. При этом должны учитываться только те ПРДj, излучения которых попадают в полосу ВЦ ПРМi  и  могут  вызвать  эффект  блокирования.

Окончательный вывод о совместимости ПРМi в группировке РЭС по критерию блокирования можно сделать после проверки выполнения условия

                                      КБЛi ≤ КБЛдоп

Если  это  условие  не  выполняется, т о по  наибольшим  значениям  КБЛi, входящим в (5.26), можно выявить те ПРДj, излучения которых приводят к блокированию ПРМi.


Список литературы

 

1. Уайт Д. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств и непреднамеренные помехи: Пер. с англ.- Вып. 1/ Под ред. А.И. Сапгира.- М.: Сов. радио, 1977. - 348 с.

2. Винокуров В.И., Пащенко Е.Г., Харченко И.П. Электромагнитная совместимость судового радиооборудования. - Л.: Судостроение, 1977.-232 с.

3. Петровский В.И., Седельников Ю.Е. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств: Учеб. пособие для вузов. -М.: Радио и связь, 1986.-216с.

4. Бадалов А.Д Михайлов А- С. Нормы на параметры электромагнитной совместимости РЭС: Справочник. - М.: Радио и связь, 1990. -272 с.

5. Попов В.П. Основы теории цепей: Учебник для вузов спец. "Радиотехника". - М.: Высш. шк., 1985. -496 с.                                     

6. Марков Г.Т., Сазонов Д.М. Антенны: Учебник для студентов радио - техн. спец. вузов. - Изд. 2-е, перераб. и доп. - М.: Энергия, 1975. -528 с.      

7. Коротковолновые антенны / Г.З. Айзенберг, С.П. Белоусов, Э.М. Журбенко и др.; Под ред. Г.З. Айзенберга, Изд.-2-е, перераб. и доп. - М.: Радио Hi связь, 1985.-536 с.

8. Лавров Г.А. Взаимное влияние линейных вибраторных антенн. - М. Связь, 1975.-128 с.

9. Харрингтон Р.Ф. Применение матричных методов к задачам теории поля// Труды ТИИЭР.-№ 2.-I967.

10. Дьяконов В.П. Система MathCAD: Справочник. - М.: Радио и связь 1993.-128 с.

11. Справочник по специальным функциям с формулами, графиками и таблицами: Пер. с англ М. Абрамович, И. Стриган/ Под ред. В.А. Диткина, Л.Н. Кармазиной. - М.: Наука, 1979. -832 с.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Хачикян Владислав Саркисович

 

 

ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ СОВМЕСТИМОСТЬ

       РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ СРЕДСТВ

 

Учебное пособие

 

 

 

 

 

 

 

Редактор В.В.Шилина

Св. тем. план 2001 г., поз. 12

 

 

 

Сдано в набор                           

Формат 60х84 1/16

Бумага типографическая №2

Уч.-изд. лист. –     . Тираж 100 экз. Заказ _____. Цена ____ тенге.

Подписано в печать

 

 

 

 

 

 

 

 

                                  Копировально-множительное бюро

                          Алматинского института энергетики и связи

                                  480013 Алматы, Байтурсынова,126