Некоммерческое акционерное общество
АЛМАТИНСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ЭНЕРГЕТИКИ И СВЯЗИ
Кафедра Телекоммуникационных систем
ИССЛЕДОВАНИЕ ТЕХНОЛОГИИ ОКАЗАНИЯ СПУТНИКОВЫХ И РАДИОРЕЛЕЙНЫХ УСЛУГ В РАДИОЭЛЕКТРОНИКЕ
Методические указания к выполнению расчетно-графических работ для магистрантов специальности 6М071900 – Радиотехника, электроника и телекоммуникации.
Алматы 2011
Составитель: Клочковская Л.П. Исследование технологий оказания спутниковых и радиорелейных услуг в радиоэлектронике. Методические указания к выполнению расчетно-графических работ для магистрантов специальности 6М071900 – Радиотехника, электроника и телекоммуникации. – Алматы: АУЭС,2011.24 с.
Представлены методические указания к расчету и оформлению расчетно-графических работ. Приведены варианты заданий и необходимая справочная информация для выполнения расчетно-графических работ.
Ил. 9. , табл 6. , библиогр. - 4 , назв. прил. 2
Рецензент: доцент Е.В. Ползик.
Печатается по плану издания некоммерческого акционерного общества «Алматинский университет энергетики и связи» на 2011 г.
© НАО «Алматинский университет энергетики и связи», 2011 г.
Св. план 2011., поз 190
Введение
Дисциплина «Исследование технологии оказания спутниковых и радиорелейных услуг в радиоэлектронике» является специальной дисциплиной научно-педагогической магистратуры и изучается на 1-ом курсе обучения.
Основной задачей выполнения расчетно-графических работ является обучение магистрантов принципам расчета параметров волноводных, полосковых и транзиторных устройств.
В первой расчетно-графической работе необходимо определить параметры волновода, во второй рассчитать и построить топологическую схему полоскового полосового фильтра, в третьей рассчитать параметры цепи коррекции, построить схему усилителя мощности с заданной цепью коррекции и рассчитать параметры полосового фильтра на длинных линиях в диапазоне СВЧ.
Расчетно-графическая работа №1
Задача 1
1 Выбрать длину волны излучения в волноводе в диапазоне спутниковой связи «Ku» на участке «вниз» по формуле
- n
,
(1.1)
где n – номер в журнале группы, Δfэф=36 МГц; fc=11 ГГц для первой половины группы, fc= 4 ГГц - для второй половины группы;
2 При значении cos α = 0,5 определить ширину волновода, округлив
значение до целого;
3 Определить λкр, λгр, λкр, λв;
4 Определить длину волны в волноводе на участке «вверх», т.к. один
и тот же волновод применяется при дуплексной спутниковой связи. Частота излучения определяется по той же формуле, но fc=14 ГГц;
5 Изменится ли при этом значение критической частоты, и при какой частоте энергия не будет распространяться по волноводу?
Примечание: 1-ая половина группы делает расчет для «С» диапазона.
6 Какая волна распространяется в волноводе (продольно электрическая «Е» или продольно магнитная «Н»), если возбуждение волновода осуществляется штырем и штырь введен (для первой половины группы в широкую стенку волновода, для второй половины в узкую)?
7 Начертить рисунок распространения электромагнитной энергии в волноводе согласно волне, распространяющейся в волноводе.
Задача 2
1 Определить волновое сопротивление коаксиальной линии по известным D и d;
2 Определить сопротивление нагрузки по заданному k;
3 Рассчитать входное сопротивление трансформатора;
4 Определить длину согласующего трансформатора для заданной частоты.
Таблица 1- Исходные данные для расчета
|
№ п/п |
Последняя цифра зачетной книжки |
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
6 |
7 |
8 |
9 |
0 |
|
1 |
Внутренний диаметр внешнего провода,D, мм |
10 |
8 |
6 |
4 |
9 |
7 |
5 |
10 |
8 |
6 |
|
2 |
Диаметр внутреннего провода, d,мм |
2 |
1,5 |
1 |
0,5 |
1,6 |
1,45 |
0,9 |
2 |
1,5 |
1,2 |
|
3 |
Частота излучения,f, ГГц |
3 |
6 |
5 |
4 |
3,5 |
7 |
6,5 |
5,4 |
4,6 |
3,5 |
|
4 |
Коэффициент бегущей волны, k |
0,9 |
0,8 |
0,85 |
0,7 |
0,6 |
0,5 |
0,9 |
0,8 |
0,7 |
0,6 |
Примечание: при правильном решении должно быть выполнено условие RН=RВХ, Z0л<RН<Z0тр.
Методические указания к выполнению расчетно-графической работы 1
Задача 1
Длинной является линия связи, размеры которой соизмеримы с длиной волны излучения. Основное принципиальное отличие явлений в длинной линии от явлений, протекающих в катушках, конденсаторах или сопротивлениях, заключается в следующем: для последних характерно, что фаза и амплитуда электрических колебаний в любых их точках одинакова. В длинных линиях в разных точках различна. Обычно учитывается эффект запаздывания прихода волны к концу линии, если ее длина > 0,1λ. В обычных системах конкретные элементы (конденсаторы и катушки индуктивности) указывают, где сосредотачивается электрическая и магнитная энергия, а в длинных линиях в любой точке ее длины запасается как электрическая, так и магнитная энергия.
Если рассмотреть применение длинной линии в качестве волновода, то длина волны излучения зависит от ширины поперечного сечения волновода. Процесс распространения электромагнитной волны в волноводе представляет многократное отражение электромагнитной волны от стенок волновода. Угол падения
, (1.1)
где α - расстояние между стенками волновода.
Чем больше длина волны, тем ближе угол падения к нулю, т.е определенной длине волны, называемой критической, электромагнитная энергия не будет распространяться по волноводу
, (1.2)
Скорость переноса энергии называется групповой
, (1.3)
где с - скорость света
В каждой точке по длине
волновода фаза электромагнитной волны различна при перемещении фронта волны
фазовая скорость 
, 
. При
этом нужно обратить внимание, что групповая скорость не может быть больше «с»,
в то время как фазовая скорость может превышать это значение
; (1.4)
. (1.5)
Длина волны в волноводе
. (1.6)
Из формулы (1.2) видно, что при волне 10 см волновод должен имеет ширину 5 см. При более длинных волнах он становится громоздким, тяжелым и весьма дорогим устройством. При волнах длиннее 10 см волноводы не применяются.
Задача 2
На частотах ниже 3 ГГц применяются коаксиальные кабели. В них один провод помещен внутри второго, выполненного в виде гибкой металлической оплетки. Напряжение от источника подводится к внутреннему и внешнему проводам кабеля. Электромагнитное поле ограничено пространством внутри кабеля, благодаря экранирующему действию внешнего провода, что является существенным преимуществом коаксиальной линии.
Волновое сопротивление коаксиальной линии
Zол=138lg (D/d), (1.8)
где D – внутренний диаметр внешнего провода, d – диаметр внутреннего провода.
Стандартные кабели, выпускаемые промышленностью, имеют волновое сопротивление 35-150 Ом.
В случае неравенства волнового сопротивления кабеля и сопротивления нагрузки для согласования применяют четвертьволновые трансформаторы (рис. 1)
Рисунок 1 – Четвертьволновой трансформатор
Входное сопротивление трансформатора
, (1.9)
где Z0тр – волновое сопротивление трансформатора;
, (1.10)
где Zол – волновое сопротивление согласуемой коаксиальной линии;
Если сопротивление нагрузки неизвестно, то измеряют коэффициент бегущей волны.
,
(1.11)
т.е сопротивление нагрузки
.
(1.12)
Волновое сопротивление трансформатора
. (1.13)
Расчетно-графическая работа №2
Расчет и проектирование фильтров СВЧ
Рассчитать и построить топологическую схему полоскового фильтра СВЧ.
Определить число элементов «n» прототипной схемы ФНЧ.
Рассчитать волновые сопротивления связанных линий i- го звена фильтра.
Определить волновые сопротивления
связанных линий каждого звена фильтра при четном 
нечетном 
видах возбуждения.
Рассчитать длины четвертьволновых отрезков связанных линий.
Составить топологическую схему полоскового полосового фильтра.
Рассчитать суммарное затухание ППФ в полосе пропускания.
Построить частотную характеристику рабочего затухания фильтра.
Таблица 2- Исходные данные для расчета
|
№№ п/п |
Параметры |
Варианты |
||||
|
1,3 |
2,4 |
5,7 |
6,8 |
0,9 |
||
|
1 |
Средняя частота полосы пропускания f0, ГГц |
9,5 |
7 |
8,5 |
10 |
10,5 |
|
2 |
Полоса пропускания Ппр, ГГц |
0,65 |
0,5 |
0,55 |
0,8 |
0,85 |
|
3 |
Затухание в полосе пропускания Lп, дБ |
1 |
0,9 |
0,95 |
1,15 |
1,2 |
|
4 |
Полоса заграждения Пз, ГГц |
1,8 |
1,5 |
1,7 |
2,0 |
2,1 |
|
5 |
Затухание на краю полосы заграждения Lз, дБ |
20 |
17 |
19 |
22 |
24 |
|
6 |
Волновое сопротивление подводящих линий W, Ом |
50 |
75 |
50 |
75 |
50 |
|
7 |
Толщина подложки h,мм |
0,5 |
0,45 |
0,55 |
0,6 |
0,65 |
|
8 |
Обобщенные параметры прототипа g1 g2 |
1,83 0,69 |
1,7 0,55 |
1,87 0,62 |
1,95 0,73 |
1,99 0,75 |
Примечание: Материал проводников –медь, диэлектрическая проницаемость ε=9,6; тангенс потерь tgδ=10-4; коэффициент r=1.
Методические указания к выполнению расчетно-графической работы 2
Фильтры СВЧ широко применяют в СВЧ устройствах. По используемому типу линии передачи различают фильтры волноводные, коаксиальные, полосковые, микрополосковые и т.д. Фильтры СВЧ на полосковых и микрополосковых линиях строят как на коротких отрезках, так и на резонансных отрезках линий.
Возможность создания фильтров на отрезках линий, играющих роль реактивных элементов, основана на том, что короткозамкнутые и разомкнутые отрезки линий длиной l < λ/4 эквивалентны соответственно индуктивности и емкости, а при длине l = λ/4 или l = λ/2 они становятся резонансными и эквивалентны параллельному и последовательному колебательному контуру (в зависимости от длины и того, замкнуты или разомкнуты они на конце). Здесь λ – длина волны СВЧ колебаний в линии передачи в отличии от λ – длины волны в воздухе.
Расчет и проектирование фильтров СВЧ начинается с определения основных исходных данных: средняя рабочая частота f0, полоса пропускания Ппр= fпр – f-пр, определяемая граничными частотами fпр и f-пр; затухание в полосе пропускания Lп (без активных потерь), принимаемое обычно равным Lп=0,5;1,3 дБ; полоса заграждения Пз= fз – f-з, определяемая граничными частотами fз и f-з, затухание на границах полосы заграждения Lз (обычно Lз=15…30 дБ); волновые сопротивления подводящих линий W0.
Пример расчета
Исходные данные:
f0=9ГГц;
Ппр=0,6 ГГц по уровню затухания без учета активных потерь Lп=1 дБ;
Пз=1,8 ГГц;
Lз=20 дБ;
W0=50 Ом.
Подложка толщиной l=0,5 мм имеет ξ= 9,6 и tgδ=10-4.
Материал медь.
Определяем число элементов «n» прототипной схемы ФНЧ
, (2.1)
,
.
Округляем до целого n=3.
Определяем обобщенные параметры прототипа для Lп=bn=1 дБ значение 1/r=2,66; обобщенные параметры прототипа g1=1,822 и g2=0,685.
Обобщенные параметры крайних элементов
,
.
Рассчитаем волновые сопротивления связанных линий i- го звена фильтра
,
Определяем волновые сопротивления
связанных линий каждого звена фильтра при четном и нечетном видах возбуждения
,
,
,
,
.
По графику зависимости параметров параллельно связанных микрополосковых линий от размеров МПЛ (w/h) и нормированной ширины зазора (s/h) (см. Приложение А, рисунок 8, а) определяем (w/h0)=0,97 для подводящих линий определяем по пунктирной кривой соответствующей s/h=∞ (w/h1) =0,89, (w/h2) =0,76, (w/h3) =0,89 (принимаем s/h=0,5)
Определяем
w0=(w/h0)·h=0,97·0,5=0,485 мм,
w1=(w/h1)·h=0,89·0,5=0,445 мм,
w2=(w/h2)·h=0,76·0,5=0,38 мм,
w3=(w/h3)·h=0,89·0,5=0,445 мм.
По значению 
определяем S/n1= 0,53; S1=0,265
и wh2
определяем S/n2=
0,9; S2=0,45 мм;
и wh3
определяем S/n3=
0,53; S2=0,265 мм ( см. приложение А рис 8, б)
По графику зависимости эффективной диэлектрической проницаемости от отношения w/h при разных значениях S/n определяем значение ξэ для 3х звеньев (см. приложение А рисунок 8, б) ξэ1=6,1; ξэ2=6,2; ξэ3=6,1
Рассчитываем длины четвертьволновых отрезков связанных линий
,
Полученные значения необходимо уменьшить на величину, учитывающую влияние концевой емкости разомкнутого конца четвертьволнового отрезка МПЛ li=li0-∆li
По рисунку 9 приложения
Б определяем 
:
∆l1=0,31∙0,5=0,155 мм; ∆l2=0,3∙0,5=0,15 мм; ∆l3=0,31∙0,5=0,155 мм;
|
l1=2 см, |
l1=3,37∙0,155=3,215 мм; |
|
l2=2-0,15=1,85 см, |
l2=3,35∙0,15=3,20 мм; |
|
l3=2 -0,155=1,845 см, |
l3=3,37∙0,155=3,215 мм.
|
Результаты расчета сводим в таблицу 3:
Таблица 3 – Результаты расчета
|
Параметры и размеры звена |
Результаты расчета |
Параметры и размеры звена |
Результаты расчета |
||||
|
1 |
2 |
3 |
1 |
2 |
3 |
||
|
|
64,8 |
55,1 |
64,8 |
Si,мм |
0,265 |
0,45 |
0,265 |
|
|
35,2 |
45 |
35,2 |
ξэi |
6,1 |
6,2 |
6,1 |
|
(w/h)i |
0,89 |
0,76 |
0,89 |
li0,мм |
3,37 |
3,35 |
3,37 |
|
wi,Ом |
0,445 |
0,38 |
0,445 |
li,мм |
3,215 |
3,2 |
3,215 |
|
(S/n)i |
0,53 |
0,9 |
0,53 |
|
|
|
|
Составим топологическую схему полоскового полосового фильтра
Рисунок 2 – Топологическая схема микрополоскового ППФ
Рассчитываем суммарное затухание ППФ в полосе пропускания.
Поскольку геометрические размеры микрополосковых резонаторов фильтра близки между собой, полагаем их ненагруженные добротности Q0 одинаковыми и потери рассеяния фильтра в середине полосы пропускания L0 рассчитываем по формуле
; дБ ( f0
–ГГц).
Добротность Q0 определяем для четвертьволновых резонаторов одинаковых между собой крайних звеньев фильтра, полагая резонатор несвязанным
Q0= η Qn(1+ Qntgδ),
где η – коэффициент снижения добротности из-за излучения η=0,5÷0,9. Принимаем η=0,8.
Qn – добротность резонатора;
Qn=ωW
,
где δ – проводимость проводника, ω – волновое сопротивление микрополосковой линии, Ом.
(1+ω/h),
(1+0,89)=53,5 Ом,
Qn=0,445∙10-3
53,5
=225,
Q0=0,8∙225(1+225∙10-4)=184,
L0=4,34∙9(1,822+0,685)/0,6∙184=0,88 дБ.
Потери рассеяния фильтра на границах полосы пропускания L0гр=(2…3)L0: L0гр=2,5∙0,88=2,2 дБ.
Суммарное затухание фильтра на границах полосы пропускания:
L∑гр=Ln + L0гр=1+2,2=3,2 дБ.
Строим частотную характеристику рабочего затухания фильтра:
Рисунок 3 – Частотная характеристика рабочего затухания фильтра
Расчетно-графическая работа №3
Задача 1
Начертить схему транзисторного резонансного перестраиваемого усилителя с заданной цепью коррекции.
Выбрать транзистор, исходя из условия ft ≥ 10fmax.
Рассчитать цепь коррекции выбранного транзистора.
Таблица 4 - Исходные данные для расчета
|
Параметры УМ |
Номер варианта
|
|||||||||
|
|
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
6 |
7 |
8 |
9 |
0 |
|
Схема коррекции |
базовая |
эмиттерная |
упрощенная эмиттерная |
упрощенная базовая |
базовая |
эмиттерная |
упрощенная базовая |
упрощенная эмиттерная |
эмиттерная |
базовая |
|
Максимальная рабочая частота, ГГц |
0,075 |
0,60 |
0,20 |
0,14 |
0,04 |
0,02 |
0,11 |
0,07 |
0,16 |
0,5 |
Задача 2
Расчет параметров выходных согласующих трансформаторов широкополосных усилителей мощности.
Рассчитать требуемое число витков nB, волновое сопротивление ρЛ, верхнюю граничную частоту fB выходного согласующего трансформатора широкополосного усилителя мощности.
Данные для расчета задачи смотри в таблицах 5, 6. Номер варианта выбирается по двум последним цифрам зачетной книжки.
Таблица 5 – Выбор номера варианта
|
Цифра з/к |
Последняя цифра зачетной книжки |
|||||
|
0,6 |
1,7 |
2,4 |
3,8 |
5,9 |
||
|
Предпоследняя цифра зачетной книжки |
0,5 |
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
|
1,6 |
0 |
9 |
8 |
7 |
6 |
|
|
2,7 |
5 |
4 |
3 |
2 |
1 |
|
|
3,8 |
6 |
7 |
8 |
9 |
0 |
|
|
4,9 |
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
|
Таблица 6 - Исходные данные для расчета
|
Вариант |
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
6 |
7 |
8 |
9 |
0 |
|
Параметры |
||||||||||
|
Сопротивление нагрузки RH , Ом |
75 |
50 |
75 |
75 |
50 |
75 |
50 |
75 |
50 |
75 |
|
Нижняя граничная частота, кГц |
5 |
2 |
3 |
4 |
6 |
8 |
9 |
10 |
12 |
11 |
|
Рабочая частота, МГц |
15 |
20 |
25 |
18 |
22 |
27 |
19 |
29 |
12 |
14 |
|
Коэффициент трансформации |
1:9 |
1:10 |
1:5 |
1:4 |
1:3 |
1:8 |
1:7 |
1:6 |
1:11 |
1:12 |
|
Волновое сопротивление длинной линии ρЛ, Ом |
25 |
12,9 |
25 |
25 |
25 |
12,5 |
18,7 |
12,5 |
25 |
12,5 |
Методические указания к выполнению расчетно-графической работы 3
Задача 1
Одна из тенденций современной техники радиопередающих устройств на полупроводниковых приборах – разработка усилителей мощности (УМ), по возможности широкополосных и стабильных, т.е. с характеристиками, слабо зависящими от изменения параметров транзисторов. Для ослабления зависимости от частоты и увеличения стабильности основных энергетических параметров УМ применяют различного рода корректирующие цепи. Цель коррекции –устранить зависящий от частоты фазовый сдвиг между uб(t) и uэп (t), обусловленный влиянием элементов rб , Rβ , Cдиф при открытом эмиттерном переходе и rб , Cэ – при закрытом.
Простейшая корректирующая цепочка представляет собой параллельно соединенные сопротивление и емкость, включенные последовательно в базовую или эмиттерную цепь транзистора. Идею применения такой цепочки показывает рисунок 4. Легко показать, что коэфициент передачи напряжения в схеме рис.4,а Ku = Uвых: Uвх не зависит от частоты если выполняется условие R1C1 = R2C2 . В этом случае Ku=R2 /(R1+R2), токи i1 и i2 , протекающие в сопротивлениях, синфазны и их амплитуды равны. То же можно сказать и о токах емкостей.
Рисунок 4 – Схема и векторная диаграмма, поясняющая действие корректирующей цепочки
Базовая коррекция. Подключим корректирующую цепочку к базе транзистора (см. рисунок 5а). Чтобы осуществить базовую коррекцию при открытом эмиттерном переходе, нужно выполнить следующие условия: 1) обеспечить равенство постоянных времени корректирующей цепочки и цепочки RβCдиф: Rкор Cкор = RβCдиф; 2) устранить влияние сопротивления rб .
Таким образом, первое условие коррекции
Rкор Cкор = τβ . (3.1)
Второе условие коррекции
. (3.2)
Учитывая (3.1) и (3.2), запишем это условие в виде, удобном для расчета:
. (3.3)
Чтобы устранить искажения формы импульсов коллекторного тока, связанные с различной длительностью переходных процессов при открывании и закрывании эмиттерного перехода, необходимо скорректировать частотную зависимость Ku при закрытом переходе. Для этого наряду с цепочкой Rкор Cкор параллельно входу транзистора нужно включить сопротивление Rз (см. рисунок 5,б). Условие коррекции при закрытом эмиттерном переходе
RзCэ = τβ (3.4)
Сопротивление 
не
нарушает это условие, поскольку на тех частотах, где применяется коррекция,
выполняется неравенство
.
Рисунок 5 – Базовая коррекция в биполярном транзисторе при открытом (а) и закрытом (б) эмиттерном переходе
Сопротивление RЗ практически не оказывает влияния на условия коррекции при открытом p-n – переходе, так как оно существенно выше входного сопротивления открытого транзистора.
Соотношения (3.1) – (3.4) позволяют рассчитать параметры корректирующих цепочек при базовой коррекции. Практика показывает, что базовая коррекция эффективна только в том случае, когда
Rкор < RЗ . (3.5)
Эмиттерная коррекция. Корректирующую цепочку можно подключить к эмиттерному выводу транзистора (рисунок 6,а). Соотношения для расчета параметров корректирующих цепочек в случае эмиттерной коррекции:
Rкор Cкор = τα , (3.6)
RзCэ = τα, , (3.7)
, (3.8)
где τα =1/ωα; ωα=2πfα . Эмиттерная коррекция эффективна при выполнении неравенства (3.5).
Рисунок 6 – Схемы транзистора с цепями эмиттерной (а), упрощенной эмиттерной (б) и упрощенной базовой (в) коррекции
На практике часто применяют
эмиттерную коррекцию в упрощенном варианте (рисунок 6, б). Здесь вместо двух
корректирующих сопротивлений Rкор и RЗ включено одно: 
Эмиттерная коррекция, как и базовая, восстанавливает форму импульсов тока iK (ωt), который синфазен с напряжением между точками Б – ЭК (рисунок 6, в). Таким образом, в дальнейшем целесообразно рассматривать транзистор, имеющий электроды Б,К, ЭК.
Пример расчета
В усилителе мощности с рабочей частотой fmax=15 МГц применяется транзистор КТ617А с ft ≈ 10 fmax =150 МГц с параметрами CЭ = 50 пФ; СК=15 пФ; τОС=120 пС; SГР=0,2 А/В; В=20.
Определяем граничную частоту
fβ=ft/B=150/20=7,5 МГц.
Постоянная времени коррекции
Барьерная емкость коллекторного перехода
Ска ≈ 0,3Ск – 0,3∙15 = 0,5 пФ.
Сопротивление базы
rб = τос/Cкa = 120/0,5=24 Ом.
Дополнительные расчетные параметры:
Rз = τа / Cэ = 10-9/50∙10-12 = 20 Ом.
Сопротивление цепи коррекции
Емкость конденсатора в цепи коррекции
Задача 2
При проектировании широкополосных передатчиков средней и большой мощности одной из основных является задача максимального использования транзистора выходного каскада усилителя по выходной мощности. Оптимальное сопротивление нагрузки мощного транзистора, на которое он отдает максимальную мощность, составляет единицы Ом. Поэтому между выходным каскадом и нагрузкой усилителя включается трансформатор импедансов, реализуемый, как правило, на ферритовых сердечниках и длинных линиях. Принципиальная схема усилительного каскада с трансформатором импедансов, имеющим коэффициент трансформации сопротивления 1:4, приведена на рисунке 7.а, эквивалентная схема по переменному току – на рисунке 7, б. На рисунке 7, в приведен пример использования трансформатора с коэффициентом трансформации 1:9.
При заданном значении нижней граничной частоты fН полосы пропускания разрабатываемого усилителя требуемое число витков длинных линий, наматываемых на ферритовые сердечники трансформатора, определяется выражением:
(3.9)
где RH – сопротивление нагрузки, в Ом;
d – диаметр сердечника, в см;
N – количество длинных линий трансформатора;
μ – относительная магнитная проницаемость материала сердечника;
fH – нижняя граничная частота в Гц;
S – площадь поперечного сечения сердечника, в см2.
Рисунок 7 – Принципиальная и
эквивалентная схема усилительного каскада с трансформаторами импедансов
Значение коэффициента перекрытия частотного диапазона трансформирующих и суммирующих устройств на ферритовых сердечниках и длинных линиях лежит в пределах 2…8∙104. Поэтому, приняв коэффициент перекрытия равным 5∙104, верхняя граничная частота fВ полосы пропускания трансформатора может быть определена из соотношения:
fВ = 5∙104 fН . (3.10)
При расчетах трансформаторов импедансов по соотношениям (3.9) и (3.10) следует учитывать, что реализация fВ более 1 ГГц технически трудно осуществима из-за влияния паразитных параметров трансформаторов на его характеристики.
Требуемое волновое сопротивление длинных линий разрабатываемого трансформатора рассчитывается по формуле:
ρЛ = RH/N . (3.11)
Методика изготовления длинных линий с заданным волновым сопротивлением заключается в следующем. Длинные линии трансформатора изготавливаются из двух либо четырех скрученных проводов марки ПЭВ – 2 диаметров 0,25…0,85 мм. Для этого берется два квадрата из стеклотекстолита со сторонами 3…4 см с просверленными отверстиями в каждом из углов квадрата. В отверстия вставляются и закрепляются два или четыре провода. Один из квадратов закрепляется неподвижно, а второй вращается с помощью дрели. Для этого в его середине просверливается отверстие, в которое вставляется винт, вращающийся квадрат. На сантиметр длины линии должно приходиться около 4…6 скруток. В случае использования четырехпроводной линии концы близлежащих проводов спаивают между собой. В зависимости от толщины используемого провода, количества скручиваемых проводов и способа соединения проводов четырёхпроводной линии можно изготовить длинные линии с волновым сопротивлением 5…90 Ом.
Входное сопротивление трансформатора, разработанного с использованием соотношений (3.9)-(3.11), равно:
RBX=RH/N2. (3.11)
Пример расчета
Рассчитать nB, ρЛ, fB трансформатора на ферритовых сердечниках и длинных линиях с коэффициентом трансформации сопротивления 1:9, если RH=50 Ом, fH=5кГц.
В качестве ферритовых
сердечников трансформатора выбираем кольца типа М2000НМ 20
105, имеющих параметры: μ=2000; d=2 см; S=0,25 см2
Из (3.10)-(3.12) определим: N=3, ρЛ=16,7 Ом, fВ=250 МГц.
Теперь по известным параметрам кольца из (3.1) найдём: n=13,6. То есть для создания трансформатора импедансов с fН=5 кГц необходимо на каждом ферритовом кольце намотать не менее 14 витков. Длина одного витка длинной линии, намотанной на ферритовое кольцо, близка 2 см. Умножая это значение на 14, получим, что минимальная длина каждой из длинных линии должна быть не менее 28 см. С учетом необходимости соединения длинных линии между собой, с нагрузкой и выходом усилителя, следует длину каждой длинной линии увеличить на 3…5 см.
Список литературы
1 Веселова Г.И. Микроэлектронные устройства СВЧ. – М.: Высшая школа, 2004.
2 Петров А.А., Романюк М. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. – М.: Высшая школа, 2003.
3 Балакирев М.В., Вохмяков Ю.С., и др. Радиопередающие устройства. Под ред. Челнокова О.А. – М.: Радио и связь, 2002.
4 Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р., Смирнов В.П. Справочник по элементам волноводной техники. – М. , 2003.
5 Конструирование и расчет полосковых устройств. Под ред. Ковалева И.С. – М., 2005.
Приложение А
Рисунок 8 - Зависимость параметров параллельно-связанных микрополосковых линий от размеров МПЛ (w/h) и нормированной ширины зазора (s/h) между полосками (подложка с ε=9,6): а – волновые сопротивления МПЛ при четном (W0e) и нечетном (W00) видах возбуждения; б – эффективная диэлектрическая проницаемость среды в МПЛ
Приложение Б
Рисунок 9 – Зависимость величины уменьшения Δl разомкнутого отрезка МПЛ от его размеров
Содержание
|
Введение |
3 |
|
Расчетно-графическая работа 1 Задача 1 |
3 3 |
|
Задача 2 Методические указания к выполнению расчетно-графической работы 1 |
4 4 |
|
Расчетно-графическая работа 2 Методические указания к выполнению расчетно-графической работы 2 |
7 7 |
|
Расчетно-графическая работа 3 |
13 |
|
Задача №1 |
13 |
|
Задача 2 Методические указания к выполнению расчетно-графической работы 3 |
13 15 |
|
Список литературы |
22 |
|
Приложения |
23 |